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SPWM使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波
图3-2spwm波形
图3-3是spwm变压变频器主电路的原理图,图中vt1~vt6是逆变器的六个全控型功率开关器件,它们各有一个续流二极管(vd1~vd6)和它反并联接。整个逆变器由三相不可控整流器供电,所提供的直流恒值电压为ud。
图3-3spwm变压变频器主电路原理图
某一相的单极式spwm波形是由逆变器该相上(或下)桥臂中一个功率开关器件反复导通和关断形成的。在正弦脉宽调制方法中,利用正弦波作调制波(modulationwave),受它调制的信号称为载波(carrierwave),常用等腰三角波作载波。当调制波与载波相交时(见图3-4a),其交点决定了逆变器开关器件的通断时刻。例如:当a相的调制波电压ura高于载波电压ut时,使开关器件vt1导通,输出正的脉冲电压(见图3-4b);当ura低于ut时,使vt1关断,输出电压下降为零。在ura的负半周中,可用类似的方法控制下桥臂的vt4,输出负的脉冲电压序列。若改变调制波的频率,输出电压基波的频率也随之改变;降低调制波的幅值时,如图中的,各段脉冲宽度变窄,输出电压的基波幅值也相应减小。
a)正弦调制波与三角载波
b)输出的spwm波
图3-4单极式脉宽调制波的形成
?
上述单极式spwm波形在半周内的脉冲电压只在“正”(或“负”)和“零”之间变化,主电路每相只有一个开关器件反复通断。如果让同一桥臂上、下两个开关器件互补地导通与关断,则输出脉冲在“正”和“负”之间变化,就得到双极式的spwm波形。图3-5绘出了三相双极式正弦脉宽调制波形,其调制方法和单极式相似,只是输出脉冲电压的极性不同。当a相调制波uraut时,vt1导通,vt4关断,节点a与直流电源中点o`间的相电压为ua0’=+ud/2(图3-5b);当uraut时,vt1关断而vt4导通,则ua0’=-ud/2。所以a相电压ua0’=f(t)是以+ud/2和-ud/2为幅值作正、负跳变的脉冲波形。同理,图3-5c的ub0’=f(t)是由vt3和vt6交替导通得到的,图3-5d的uc0’=f(t)是由vt5和vt2交替导通得到的。由ua0’和ub0’相减,可得逆变器输出的线电压uab=f(t)(图3-5e),也就是负载上的线电压,其脉冲幅值为+ud和-ud。可见,线电压的spwm波是由±ud和0三种电平构成的。
图3-5三相桥式pwm逆变器的双极性spwm波形
?
图5-20中的uao`、ubo`与uco`是逆变器输出端a、b、c分别与直流电源中点o`之间的电压,o`点与负载的零点o并不一定是等电位的,uao`等并不代表负载上的相电压。令负载零点o与直流电源中点o`之间的电压为uoo`,则负载各相的相电压分别为
(3-1)
将式(3-1)中各式相加并整理后得
?
一般负载三相对称,则uao+ubo+uco=0,故有
(3-2)
由此可求得a相负载电压为
(3-3)
在图3-5f中绘出了相应的负载a相电压波形,ubo和uco波形与此相似。
?
3.2spwm波的基波电压
对电动机来说,有用的是电压的基波,希望spwm波形中基波的成分越大越好。为了找出基波电压,须将spwm脉冲序列波u(t)展开成傅氏级数,由于各相电压正、负半波及其左、右均对称,它是一个奇次正弦周期函数,其一般表达式为
式中
(3-4)
要把包含n个矩形脉冲的u(t)代入上式,必须先求得每个脉冲的起始相位和终了相位。在图3-5中,由于在原点处三角波是从负的顶点开始出现的,所以第i个脉冲中心点的相位应为
(3-5)
于是,第i个脉冲的起始相位为
终了相位为
其中δi是第i个脉冲的宽度。把各脉冲起始和终了相位代入式(3-4)中,可得
(3-6)
故
(3-7)
以k=1代入式(3-7),可得输出电压的基波幅值。当半个周期内的脉冲数n不太少时,各脉冲的宽度δi都不大,可以近似地认为sinδi/2≈δi/2,因此
(3-8)
可见输出基波电压幅值u1m与各段脉宽δi有着直接的关系,它说明调节参考信号的幅值从而改变各个脉冲的宽度时,就可实现对逆变器输出电压基波幅值的平滑调节。
根据脉冲与相关段正弦波面积相等的等效原则可以导出
(3-9)
将式(3-5)、式(3-9)代入式(3-8),得
(3-10)
可以证明,除n=1以外,有限项三角级数
而n=1是没有意义的,因此由式(3-10)可得
u1m=um
也就是说,spwm逆变器输出脉冲波序列的基波电压正是调制时所要求的正弦波幅值电压。当然,这个结论是在作出前述的近似条件下得到的,即n不太少,sinπ/2n≈π/2n,且sinδi/2≈δi/2。当这些条件成立时,spwm变压变频器能很好地满足异步电动机变压变频调速的要求。
要注意
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