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AM调制与解调论文
Ma=kaVΩm/Vm0是调制信号的调幅系数,简称调幅度。相应的波形如图所示。
图中,Vm0(1+MacosΩt)是vO(t)的振幅,它反映了调制信号的变化,称为调制信号的包络。
调幅信号的最大值Vmmax:Vm0(1+Ma)
调幅信号的最小值Vmmin:Vm0(1-Ma)
调幅度是表征调幅信号的重要参数,它的一般定义式为
显然Ma<必须小于或等于1;当Ma>1时,在Ωt=π附近,vO(t)变为负值,它的包络已不能反映调制信号的变化而造成失真。
将vO(t)的表达式用三角函数展开:
上式表明,单音调制时调幅信号的频谱由三个频率分量组成:
角频率为ωc的载波分量
角频率为ωc+Ω的上边频分量
角频率为ωc-Ω的下边频分量
其中上下边频分量是由相乘器对vΩ(t)和vc(t)相乘的产物
3、复杂音调制
进一步假设vΩ(t)为非余弦的周期信号,其傅里叶级数展开式为:
式中为最高调制角频率,其值恒小于ωc,根据式可推导出输出调制电压
其中
可以看出,vO(t)的频谱结构中,除角频率为ωc的载波分量外,还有有相乘器产生的角频率为(ωc±Ω)、(ωc±2Ω)……(ωc±nmaxΩ)的上下边频分量,它们的幅度与调制信号中相应频率分量的幅度VΩmax成正比;或者说,这些上下边频分量是将调制信号频谱不失真地搬移到ωc两边而形成的。由图可见,调幅信号的频谱宽度为调制信号频谱宽度的两倍。
BWAM=2Fmax
总之,调制电路组成模型中的相乘器对vΩ(t)和vc(t)实现相乘运算的结果,反映在波形上是将vΩ(t)不失真地搬移到载波信号振幅上;反映在频谱上则是将vΩ(t)的频谱不失真地搬移到ωc的两边。
二.解调电路
调幅波的解调即从调幅信号中取出调制信号的过程,常称为检波。调幅波解调方法有二极管包络检波和同步检波两种。
图4-3
图4-3二极管包络检波器
二极管包络检波器适合于含有较大载波分量的大信号的检波过程,优点是电路简单。实验电路如图4-3所示,主要由二极管D及RC低通滤波器组成,它利用二极管的单向导电性和检波负载RC的充放电过程实现检波。但RC时间常数过大,则会产生对角切割失真。RC时间常数太小,高频分量滤除不彻底。综合考虑要求满足下式(其中:ma为调幅系数,Ω为调制信号角频率):
2
2
图4-41496构成的解调器
图4-41496构成的解调器
利用一个和调幅信号的载波同频同相的载波信号与调幅波相乘,再通过滤波器滤除高频分量而获得调制信号。本实验如图4-4所示。采用1496集成电路构成解调器,载波信号UC经过电容C1加在脚⑧、⑩之间,调幅信号UAM经电容C2加在①、④脚之间,相乘后信号由⑿脚输出,经R6、C5组成的低通滤波器,在解调输出端OUT,即可得调制信号。
电路设计:
1.晶体振荡器设计:电路可参考《通信电子电路》设计,晶振选择4MHZ;不过要注意晶体振荡级三极管基级分压偏置的设计,这有关于振荡器起振问题,还有与晶振串联的电容的大小,这亦与起振有关;振荡器输出波在输入到调制电路前应加一级缓冲级,再在缓冲级输出加一个可调电阻,实现载波幅度可调。
电路图:
2.AM调制电路设计:乘法器我使用MC1496,设计时要单电源供电,这时可参考MC1496的PDF资料设计单电源的要求,不过要注意1脚和4脚的分压,这有关调幅波的调制度;还有4脚,6脚,12脚不要加高频旁路电容,如有加的话调制不了。MC1496的外围电路和原理都很简单,完成可参考PDF设计,这里不再赘述。
电路图:
3.谐振放大:由于用MC1496调幅属于低电平调幅,而二极管包络检波要求大信号峰值包络检波,故检波前应加一级放大。
放大前加一级缓冲级,也就是射级跟随器;由于载波频率大于1MHZ,故放大级应是谐振放大,注意级间与输出的阻抗匹配设计,先计算二极管包络检波的输入电阻以便设计阻抗匹配,二极管包络检波输出的有用平均功率为由此可得。谐振网络应先自己计算好。
电路图:
4.二极管包络检波设计:电路可参考高频实验箱上的二极管包络检波电路设计,不过在载波频率较高时,在二极管之前加一个反向二极管到地,还有与放大级之间加一个电容,之后就可参考高频实验箱的电路设计,没什么要注意的。
电路图:
总电路图:
电路板实物图:
实测数据:
载波
频率
4MHZ
峰峰值
50mV
调制波
频率
1KHZ
峰峰值
100mV
频率范围
100HZ——220KHZ
调幅波
检波输出
调制度
峰峰值
频率
30%
500mV
1KHZ
50%
1.04V
1KHZ
100%
5.12V
1KHZ
从数据看,调制信号频率1KHZ,检波输出1KHZ,调制度30%到100%输出一致,可见该模块成功。还有许多数据可测量,二极管检波我预留了许多测试点与跳
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