SPWM全桥逆变器输出变压器直流偏磁的抑制.doc

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SPWM全桥逆变器输出变压器直流偏磁的抑制相对半桥逆变器而言,SPWM全桥逆变器的开关电流减小了一半,因而在大功率场合得到了广泛应用。在SPWM全桥逆变器中,为实现输入输出之间的电气隔离和得到合适的输出电压幅值,一般在输出端接有交流变压器。在SPWM控制的全桥逆变器中,因各种不可预见的因素,会导致输出变压器存在直流分量,引起单向偏磁现象。偏磁可以说是SPWM全桥逆变器中的一种通病,只是在不同的场合严重程度不同而已。变压器的偏磁,轻则会使变压器和功率半导体模块的功耗增加,温升加剧,变压器机械噪音大(变换器开关频率或调制频率在音频范围内时),严重时还会损坏功率模块,直接威胁到系统的正常运行。 为了防止或减少变压器中的直流分量,本文以逆变桥各桥臂与中点直流电压及变压器原边的直流电流作为反馈量来抑制直流偏磁。采用这种方法设计的电路,经在10kHz/15kW的全桥逆变电源中应用,证明该电路有效、实用。 偏磁是指加在变压器两端的正反向脉冲电压的伏秒乘积不等,从而造成变压器磁芯的磁滞工作回线偏离坐标原点的现象。工作时变压器的磁感应强度可表示为:   励磁电流Iμ的变化率为: ???? 式中,U1为变压器初级电压;Ae为铁心截面积;N1为初级绕组匝数;L0为变压器铁芯磁路长度;μ0为空气磁导率;μr为变压器铁心相对磁导率。  在SPWM全桥逆变器中,由式(1)可知,若输出变压器初级电压正负半周波对称,则正负半周波伏秒积相等,其正反向最大工作磁感应强度Bmax也相等,铁芯磁工作点沿着磁滞回线以中心对称地往复运动。由图1所示的变压器磁芯磁化曲线可见,此时没有偏磁存在。反之,若输出变压器初级电压正负半周波不对称,正负半周波伏秒积不相等,则正负半波磁感应强度幅值也不同,磁工作区域将偏向第一或第三象限,即形成直流偏磁。从而导致变压器铁芯饱和,偏磁的持续积累最终会使铁芯进入深度饱和,磁工作点进入非线性区,铁心相对磁导率?滋r迅速减少。由(2)式可知,励磁电流I?滋迅速增大,导致变压器过热,最终导致器件毁坏。概括地说,逆变桥SPWM波正负脉冲不对称是引发偏磁的根本原因。 ? ? 造成“伏-秒”面积不等的具体原因有:功率半导体器件(IGBT)开关速度的差异;功率半导体器件(IGBT)通态压降的差异;各种信号传输延迟的不同;电路设计不当,工艺欠妥。 目前,在各种形式的全桥PWM变换器中,都存在着不同程度的偏磁问题。为此,在很多文献中提到了各种解决方法。一般多采用在变压器原边串联电容,利用电容特有的隔直特性将原边中的直流分量滤除。这种方法虽然简单但有一定的局限性,因为所有的原边电流都要流过隔直电容,使电容的工况相当严重,电容的可靠性及寿命将严重地制约变换器的可靠。 此外,一些资料也提出了一些抗直流偏磁的控制方法,如逐脉冲电流检测法、电流型PWM控制法、采样保持法、双环控制法等,但它们只适用于DC/AC/DC变换器中的逆变部分,或仅适用于PWM型直流变换器。又如通常采用校正每个开关周期的脉宽来消除偏磁的方法,它应用在PWM变换器中,不存在对输出波形的影响;但要应用在SPWM正弦波逆变器中,由于每个开关周期的脉宽本来就不一样,采用此方法会导致严重偏离SPWM模式,产生调制失真,最终使输出波形畸变。 变压器初级直流电压的存在是造成正反方向的伏秒面积不等从而引发偏磁的根本原因。检测出直流电压和电流并通过恰当的电路进行校正是抑制偏磁的技术关键。在SPWM全桥逆变电路中,S1和S2通断互补,S3和S4通断互补,逆变桥开关管的驱动信号为调制正弦波与三角载波比较而得到的SPWM驱动脉冲信号,此时逆变桥一桥臂与0点的电压Uao为一直流分量Uad和基波分量及一系列谐波分量之和;同样另一臂与0点的电压Ubo也为直流分量Ubd和基波分量以及一系列谐波分量之和。变压器初级直流电压Uab=Uad-Ubd。通过分别修正每一桥臂的输出电压可使Uad=0和Ubd=0。所以变压器初级绕组中的直流成分也就消除了。    为了使SPWM逆变器获得优良的动态响应特性和较小的谐波畸变率,在引入直流电压检测电路的同时还引入了直流电流检测电路。    通过霍尔元件检测出高频变压器初级直流电流分量与桥臂直流电压分量Uad或Ubd,同时送到PI调节器(VR)进行误差放大。VR的传递函数为:    截止频率f=KuRC(R为积分电阻,C为积分电容)。截止频率增大,系统的动态响应速度加快,重现输入信号的能力强,但系统对输入高频噪音的抑制能力差,故需综合考虑逆变器的动态性能和输出电压的THD要求。    图2控制框图中“0”为直流中点,“Wp”用于调节中点。LPE为低通滤波器,分别用于检测电压和电流直流分量并送到PI调节器进行放大,其输出信号作为PWM脉宽调制器的控制信号,使输出的脉宽跟踪其变化。由此得到的平均值

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