基于输入电压调节于LLC-SRC效率最佳化设计考量.doc

基于输入电压调节于LLC-SRC效率最佳化设计考量 在能源危机发生之后，人们对于能源转换效率及利用效能日益重视。因此，各国也纷纷制定许多能源规範。从早期的满载效率，到现今的四点平均效率。以桌上型电脑之电源转换器为例，更有80Plus金、银、铜牌等（20％、50％、100％负载）效率规範。然而，在诸多认证规範中，最困扰研发人员的往往是轻载与半载效率。本文主要介绍半桥谐振式转换器之基本操作塬理，并说明如何透过调节功因修正级（PFC）输出电压以提高LLC-SRC半桥谐振式转换器之轻载及半载效率。 　　以目前高效率电源转换器之应用为例，传统的硬切换技术（Hard-Switching）已无法满足80Plus金牌等级以上之要求。各大电源供应器厂商纷纷投入软切换技术（Soft-Switching）之研製。其中更以LLC-SRC半桥串联谐振转换器（Half-Bridge Series Resonant Converter）最为受到青睐。主要塬因在于其容易达成零电压切换（减少切换损失，提高转换效率），降低电磁干扰（EMI）等。 　　 　　LLC塬理分析 　　LLC-SRC半桥串联谐振转换器的结构（如图1示），可分为叁个部份。方波产生器（Square wave generator）、谐振网路（Resonant network）与输出整流滤波（Rectifier network）。 　　A方波产生器藉由各近50％的导通週期（Duty cycle）驱动功率开关（MosFET）Q1和Q2以产生方波电压并藉由控制开关频率来达成输出电压调节。 　　B谐振网路部份主要由谐振电容（Cr），谐振电感（Lr）及激磁电感（Lm）所组成。此串联谐振网路可将高次谐波电流滤除，并使电流角度落后电压而达成零电压切换。 　　C利用全波桥式整流或变压器中央抽头整流型式与输出滤波电容，将交流电流转换为直流电压输出。其交流等效电路如下： 　　 　　其中： 　　 　　当输入电压变化或输出负载变化时，为保持输出电压之稳定，必须藉由调整谐振网路之电压增益（Gain）来达成。其中增益（M）可被定义为： 　　 　　其中： 　　 　　由此可得知此谐振网路中具有两个谐振频率，一个由Lr及Cr所组成，而另一个由Lp及Cr所组成。且其增益随谐振频率改变而不受负载变化影响。若操作频率（w）=谐振频率（w0）时，可得： 　　 　　因此，当操作频率接近谐振频率时，整个谐振网路的阻抗几乎会等于输出阻抗。此处较类似传统的串联谐振转换器。下图为LLC串连谐振转换器之电压增益曲线。 　　 　　此处与传统串联谐振不同的是LLC串联谐振转换器具有两个谐振点，并且允许转换器工作于两个谐振点间。 　　如图4，当操作频率小于谐振频率时（fs《f0），一次侧切换晶体（MosFET）与二次侧整流二极体（Rectifier）皆操作于软切换（Soft-Switching）状态，在此状态下，二次侧整流二极体无逆向回復时间（trr）之损耗。但也因其电流呈现非连续导通的现象，故其表现在输出滤波电容上的涟波电流（Ripple Current）较大，所以比较适用于输出高电压小电流之应用。 　　当操作频率大于谐振频率时（fs》f0），其特性较类似于传统的串联谐振转换器（Series Resonant Converter）。在fs越接近f0时，其一次侧之循环电流越小（Circulating Current），因此可以依此特性适当地减少一次侧之循环电流，以达到效率最佳化。二次侧输出整流二极体电流较连续，其表现在滤波电容上的涟波电流相对较小。故此操作区间较适用于输出低电压大电流之应用。 　　模拟验证 　　以12V/25A 300W输出谐振转换器为例，选择Lr=110uH　Cr=22nF　m=5　输入390VDC，操作于fs《f0区间： 　　 　　另选择m=19 操作于fs》f0区间： 　　 　　由两者增益曲线比较可知，当m越大时会越接近传统串联谐振之特性。增益-频率表现变化较小，因此需要较高的操作频率以维持轻载输出电压的稳定。 　　 　　 　　由图7与图8可知，当转换器工作在fs《f0状态下，负载变化时，操作频率变化範围较窄。可是因其关断电流（turn off current）受激磁电感（Lm）加入谐振的关係，在负载变化时都会维持在一定值。 　　比较图7与图9，两种操作模式下，在fs《f0状态时，二次侧输出涟波电流较大。因此较不适用于大电流输出之应用。 　　比较图9与图10，当负载变化时切换频率变化範围较大。负载越轻操作频率越高以稳定输出电压。但过高的操作频率会使得切换损失增加而影响轻载的转换效率。另外我们可以发现在此操作模式下，一次侧切换晶体的关断电流并不会受到激磁电感（Lm）的影响。亦即在此模式下，激磁电感并没有参与谐振。也因为这个特性，我们