如何设计大功率LED驱动电路.doc

如何设计大功率LED驱动电路 摘要：根据大功率LED的供能要求，从EMI滤波、功率因素校正、半桥谐振转换三个方面着手，以FAN6961和FSFR2100为控制芯片，设计了一款大功率的高效率LED驱动电路，在90～264VAC的线路输入和满载下，功率因数高于93%，效率高于85%，并具有低输入电流谐波失真和低EMI。 关键字：电感,变换器,变压器 引言 大功率LED以其高效率、无污染、长寿命等诸多优势正备受人们的青睐，但是大功率LED需要低电压、大电流的驱动电源，为了突出大功率LED的优势，就要求驱动电源具有较高的效率，较高的功率因数，并且可以过压、过流、过热保护。 1原理与设计 本文所设计电路主要分为EMI模块、PFC变换器和DC/DC变换器三个部分，其中EMI模块采用双环滤波，达到了较理想的效果;采用飞兆FAN6961芯片作为PFC变换器的控制芯片，使用Boost变换，使功率因数得到提高;DC/DC变换器采用LLC谐振，以FSFR2100为控制器件，达到了较高的效率，其基本结构如图1所示。 图1驱动电源设计结构 1.1EMI模块 开关电源的干扰信号按传导模式可分为共模干扰信号和差模干扰信号。根绝其特点可粗略地划分为三个频段： 0.15~0.5MHz差模干扰为主;0.5~5MHz差、共模干扰共存;5~30MHz共模干扰为主。在设计时，如果哪个频段不达标，可针对该频段加强滤波效果。例如在0.15~0.5MHz频段不达标，可以加强差模干扰信号的抑制，增大电容Cx的值或添加差模扼流圈;如在5~30MHz频段不达标，可以加强共模干扰信号的抑制，增大Cy的值或增加共模滤波的级数。在抑制干扰信号时，重点还是放在共模干扰信号的抑制上。 图2双环EMI滤波器 1.2PFC变换器设计 1.2.1Boost变换工作原理 Boost变换器亦称并联开关变换器。当驱动控制信号使开关晶体管VT导通时，能量从输入电源输入，并存储于电感L中，二极管VD反偏，负载由滤波电容C供给能量。 当VT截止时，电感L中的电流不能突变，它所产生的感应电势阻止电流减小，电势的极性左负右正。二极管VD导通，电感中储存的能量通过二极管VD流入电容C，并供给负载。 图3Boost变换器电路结构 1.2.2基于Boost的PFC变换器设计 我们可以看出在开关管导通期间，电感电压等于输入电压，电感电流随之线性增加，二极管D1截止，辅助绕组的电压随之增加，电流检测电阻的电压线性上升;当导通时间到达Ton时，开关管断开。当开关管断开时，电感电压降低，电感电流通过二极管D1流向负载，辅助绕组的电压随之降低，电流检测电阻上无电流流过，开关管再次开通前，电流检测电阻上电压已经为0;而零电流检测端电压波形与开关管驱动波形的脉冲刚好相反，当零电流检测端电压将为0时，开关管又开始导通，新一轮的周期开始。可以看出电路工作在临界导电模式下。 图4FAN6961的外围电路 由下式我们得出开关管S的电流应力为：1.93A。 式1 由于PFC级输出电压范围为400±20V，所以V0_max=420V，考虑选择PDPF20N50开关晶体管(VDS=500V,ID=12.9A,RDS(on)=0.2Ω)。 为了减少噪音，Boost变换器的开关频率要做到尽量低，但又必须大于20kHz(低于20kHz人耳能够听到)。本研究中设fmin=40kHz，此时输入电压的有效值VRMS=265V，Vin=√2VRMS=374V，V0=400V，输入功率Pin=P0/η=150/0.85=176.5W。代入下式得：L=220H。 式2 选择电感L=220H,选取PQ3230为磁芯，各项参数查表知道，磁芯有效面积Ae=161mm2，AL=5140nH/N2，Le=7.46cm，磁芯的最高工作磁密Bs=0.32T，电感的峰值感应电流： 式3 电感的匝数由式(4)决定： 式4 对上式结果取整，定匝数为26。 Boost变换器的控制芯片为FAN6961，需要一辅助绕组，根据FAN6961的使用说明可知其匝数由式(5)决定： 式5 对上式取整，该辅助绕组的匝数为3。 在PFC电路中，通常在整流桥的输出端接一个小电容，主要用来滤除输入端的高频噪音，其容量一般很小。它的取值具有下限值和上限值，其下限值由输入滤波电容的最大电压纹波决定，其上限值则由输入电流与输入电压的偏移角决定。 Vin(min)=√2Vin_RMS_min=120V，根据参考文献可知ΔVci(max)一般取最小输入电压峰值处5%。ΔVci(max)=5%Vin(min)=6V，L=220H，Pin=P0/η=150/0.85=176.5W，V0=400V，cosβ=0.9，ω=100π。代入下式： 式6 式7 由上式可得Cinmin=0.67μF，Cinmax=3.89μF;