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单片开关电源工作模式的设定及反馈理论分析 时间：2011-02-17 14:54:56 来源：河北科技大学 作者：沙占友，王书海，孟志永 式中，IPRI为初级（PRIMARY）电流，它包含着峰值电流IP和脉动电流IR。II是初级电流的初始值。UDS(ON)是MOSFET的漏－源导通电压，tON为导通时间。由于VD截止，初级与输出负载隔离，因此原来储存在C2上的电能就给负载供电，维持输出电压不变。此时电能以磁场能量的形式储存在高频变压器内。在TOPSwitch关断期间，高频变压器中的磁通量开始减小，并且次级绕组的感应电压极性发生变化，使得VD因正向偏置而导通。储存在高频变压器中的能量就传输到输出电路，一方面给RL供电，另一方面还给C2重新充电。次级电流就从初始值按下式衰减：式中，IS为次级(SECONDARY)电流，IPNP／NS为次级电流的初始值。IP为初级电流在TOPSwitch导通结束前的峰值。UF1为输出整流管VD的正向导通压降。tOFF是TOPSwitch的关断时间。在TOPSwitch关断期间，如次级电流IS衰减到零，输出电流就由C2来提供。TOPSwitch有两种工作方式，这取决于关断期间最后的IS值。若在关断期间IS衰减到零，就工作在不连续方式。若IS的衰减结果仍大于零，则工作在连续模式。2.2实际情况下两种工作模式的反馈原理在理想情况下，不考虑反馈电路中寄生元件（分布电容和泄漏电感）的影响。但实际情况下必须考虑分布电容和泄漏电感的影响，因此在工作波形中存在尖峰电压和尖峰电流。1）实际不连续模式的反馈原理实际不连续模式的工作波形及简化电路原理如图3所示。由图3（b）可见，在不连续模式下每个开关周期被划分成3个阶段。另外，在实际电路中还存在着3个寄生元件：初级绕组的漏感LP0，次级绕组的漏感LS0，分布电容CD。其中，CD是TOPSwitch的输出电容COSS与高频变压器初级绕组的分布电容CXT之和，即CD=COSS＋CXT。下面专门讨论这些寄生元件对电路的影响。 在阶级1，随着TOPSwitch导通，CD就放电。上一周期结束时储存在CD上的能量ED在初始就被释放掉。因为ED与UCD2成正比，所以当CD的容量较大时，电源效率会明显降低，这在UI很高时更是如此。需要说明，在阶段1因高频变压器正在储存能量且次级绕组的电流为零，故漏感的影响可不予考虑。在阶段2，TOPSwitch关断。上一阶段中高频变压器储存的能量传输给次级绕组。此时漏感LP0和LS0都试图阻碍电流的变化。具体讲，LP0是要阻碍初级电流IPRI的减少，而LS0试图阻碍次级电流IS的增大。于是在IPRI减小和IS增大的过程中，就形成一个“交叉区”。最终结果是IPRI沿斜线降为零，其斜率由漏感LP0和初级电压所决定；IS则沿斜线上升到峰值ISP，斜率由漏感LS0和次级电压所决定。关键问题是在交叉区内初级电流必须保持连续。当被衰减的初级电流流过CD时，就将CD充电到UP。这个由漏感LP0产生的峰值电压就叠加在UDS的波形上，形成漏感尖峰电压，亦称作漏－源峰值脉冲。有关系式UDS=UI＋UOR＋UP（8）在实际电路中利用钳位保护电路，可将UDS钳制在TOPSwitch的漏－源击穿电压额定值（700V或350V，视芯片而定）以下，避免因UP使UDS升高而损坏芯片。在阶段3，感应电压UOR降为零。高频变压器已将在阶段1存储的能量全部释放掉，使漏－源电压从阶段2结束时的UDS=UI＋UOR，降低到UDS≈UI。但由于该电压变化又通过激励由杂散电容和初级电感构成的谐振电路，产生衰减震荡波形，并叠加到UDS波形上，直到TOPSwitch再次导通时才停振，因此在阶段3的UDS波形出现了波谷与波峰。显然，这个衰减振荡波形对CD上的电压和能量，起到了“调制”作用，并在下一个开关周期开始时，决定转换的功率损耗。2）实际连续模式的反馈原理实际连续模式的反馈电路中也存在着与不连续模式相同的寄生元件，另外还需考虑输出电路的实际特性。理想的整流管应当没有正向导通压降和反向恢复时间。结型整流管的反向恢复时间是由少数载流子通过二极管结点而产生的，肖特基二极管则是由结电容引起的。对于单片开关电源，推荐使用反向恢复时间极短的肖特基二极管，或者超快恢复二极管作为输出整流管。不得使用普通低速整流管，因为后者不仅使得高频损耗增大、效率降低，还会造成整流管的热击穿。实际连续模式的工作波形如图4所示。在阶段1，TOPSwitch开始导通时次级仍有电流通过，这说明在导通瞬间，UDS=UI＋UOR，而不是UDS=0。其结果是TOPSwitch导通功耗比不连续模式要高一些。这是由于在分布电容CD上还存储额外能量的缘故。此外，在次级绕组输出关断之前，还必须对次级漏感LS0充电，致使在