电荷泵锁相环.ppt

下面举例说明电荷泵锁相环频率合成器环路性能参数及有关指标的计算方法。 ＋ K’d ＋ － ud(s) Ko uc(t) △ωi(s) △ω(s) △ωV(s) 图4.3.3 二阶电荷泵PLL的频率模型 在图4.3.3的反馈支路中加入1/N环节即为电荷泵锁相环频率合成器的频率模型,分析其捕捉性能时应把K’dKo换成K’dKo/N。 ＋ K’d ＋ － ud(s) Ko uc(t) △ωi(s) △ω(s) △ωV(s) 二阶电荷泵频率合成器的频率模型 1/N 例4.1 某电荷泵锁相环频率合成器,fr=24.04kHz, Ip=4mA,N=159~549,Ko=1.2MHz/V。环路滤波器如图4.4.1所示,C1=0.22μF, R2=8 20Ω,C2=0.022μF 。 求此频率合成器的输出频率范围、自然谐振频率、阻尼系数及环路捕捉时间。 解: fV=(Nmin~Nmax)fr =3.82236~13.19796MHz 由于C2C1,可将此环路作为理想二阶环处理,其ωn和ζ有一定变化范围,故求出其最大值和最小值,即: id(t) C2 C1 uc(t) R2 Z F 图4.4.1 三阶电流型PLL的环路滤波器 可见,ζ=0.57~1.06,可保证环路有足够的稳定余量。fn=1.00~1.86kHzfr,可使杂波抑制度比较高。 下面计算环路的捕捉时间。 在频率合成器中,每变换一次频道,环路就要重新捕获一次,其捕捉时间与起始频差、ζ、ωn及ωr有关。可以采用人工电调方法,使环路起始频差足够小,从而通过式(4.3.8)来计算捕捉时间。 频率捕捉时间为: 相位捕捉时间为: (4.3.8) 相位捕捉时间可近似为: 可得: 即得书中公式。 故△ωo ωr时环路的捕捉时间为: (4.3.8) 当△ωo ωn时,频率捕捉时间可忽略不计,则有: (4.3.9) 当△ωo ωr时,环路捕捉时间为: (4.3.10) 上述理论分析结果与实际情况是会有一定误差的。原因是在二阶电荷泵PLL中,主要考虑两个实际问题:一是环路的同步带、捕捉带不可能为无限大。和模拟环一样,它们要受到环路能提供的最大控制电压及VCO的频率覆盖范围的限制,同步范围和捕捉范围实际上等于VCO的频率变化范围。 因此,为了保持所需要的控制电压,参考信号必须超前于反馈信号一个小的相位θe(∞),以提供一个充电电流来补偿n状态下的损失。 θe(∞)产生的平均充电电流为Ip θe(∞)/(2π),它等于射极跟随器的放电电流Ib,或等于变容二极管的放电电流△ωo/(KoRs),由此可得到由于Rs、Ib引起的相位误差为: 二是环路锁定时的相位误差不可能为0。因为控制电压uc(t)若直接送到VCO的变容二极管,而变容二极管有一定的输入电阻RS,若uc(t)通过射极跟随器后再送到射极定时RC振荡器VCO ,则跟随器有一定的基极电流Ib。Rs、Ib的存在使鉴相器处于n状态时C1放电,使控制电压下降。 若选用好的元件,可使θe(∞)小到2π×10-6rad。 可得由于Rs、Ib引起的相位误差: 由 环路锁定后的有关波形如图4.3.5所示。 △V △V ui(t) uo(t) u d uc 图4.3.5 二阶电荷泵PLL锁定时的波形 △V △V ui(t) uo(t) u d uc 图4.3.5 二阶电荷泵PLL锁定时的波形 u为高电平时，给LF提供充电电流Ip,在LF的电流的电流发生突变时，电容处于短路状态，在电阻上产生一个阶跃电压，其值为 (4.3.11) 由于实际控制电压叠加有纹波，它对VCO作用的结果使环路输出信号为一个寄生调频信号，在载波两边有一些杂波，这是不需要的。 另外，控制电压的跳变也必然引起VCO频率跳变，当跳变过大时，会破坏环路的正常工作。为防止此现象发生，这就需要使用4.4节的三阶环。 二阶电压型电荷泵锁相环采用图4.2.4所示的FPD－CP－LF组合的鉴相器,其中LF如图4.3.1所示。 ZF u d uo(t) ui(t) VCC uc(t) (a)电路图 - + ∞ ZF R1 R1 -VCC VP 图4.2.4 R2 C1 id(t) ZF uc(t) 图4.3.1 电流型二阶环的环路滤波器 令Ip=VP/R1,则二阶电流型电荷泵锁相环的环路性能参数公式、数学模型、捕捉性能分析结论等全部适用于二阶电压型电荷泵锁相环。 最后应注意,当环路锁定后,控制电压uc(t)上叠加有纹波,与此相应的电压ud(t)的波形如下图所示,称为鉴相纹波。 作业P99 4-1 4.4 三阶电荷泵锁相环 三阶电流型锁相环用的环路滤波器如图4.4.1所示。 id(t) C2 C1 uc(t) R2 Z F 图4.4.1 三阶电流型PLL的环路