高频电子线路_张肃文_第5版课件__第8章摘要.ppt

调角波的性质 　　 由于频率的变化和相位的变化都表现为总相角的变化，因此，将调频和调相统称为调角。 因为相位是频率的积分, 故频率的变化必将引起相位的变化, 反之亦然, 所以调频信号与调相信号在时域特性、频谱宽度、调制与解调的原理和实现方法等方面都有密切的联系。  　　　 角度调制与解调属于非线性频率变换, 比属于线性频率变换的振幅调制与解调在原理和电路实现上都要困难一些。　　　 在模拟通信方面, 调频制比调相制更加优越, 故大都采用调频制。 所以, 本章在介绍电路时, 以调频电路、 鉴频(频率解调)电路为主题, 但由于调频信号与调相信号的内在联系, 调频可以用调相电路间接实现, 鉴频也可以用鉴相(相位解调, 也称相位检波)电路间接实现, 所以实际上也介绍了一些调相与鉴相电路。 前面的方法只能得到很小的调制指数 (π/6)。 例如，要求 m ≤ 0.5 才能保证一定的调制线性。若最低调制频率为 100 Hz ，则相应的最大频移 Δf = 0.5x100 Hz = 50 Hz 这样小的频偏是远远不能满足需要的。 例如，调频广播所要求的最大频移为75 kHz 。为了使频偏加大到所需的数值，常需采用倍频的方法。 对于本例，倍频次数为 75kHz/50Hz=1500 倍，可见所需的倍频次数是很高的。 如果倍频之前载波频率为 1 MHz ，则经 1 500 次倍频后，中心频率增大为 1 500 MHz 。这个数值又可能不符合对中心频率的要求。 例如，调频广播的中心频率假定要求 100 MHz 。为了最后得到这个数值，需采用混频的方法。 对于本例，可用一个频率为 1400 MHz （如用石英晶体振荡器再加上若干次倍频的办法来得到）的本地振荡电压与之混频。混频只起频谱搬移作用，不会改变最大频移。因此，最后获得中心频率为 100 MHz 、频偏为 75 kHz 的调频波。 负载电阻 R 通常比旁路电容 C3 的高频容抗大得多，而藕合电容 C4与旁路电容 C3 的容抗则远小于高频扼流圈L3的感抗。因此初级回路上的信号电压V12几乎全部降落在扼流圈 L3 上。 初级回路电流经互感藕合，在次级回路两端感应产生次级回路电压Vab。由图可见，加在两个振幅检波器的输人信号分别为 只要处在耦合回路的通频带范围内，当调频波的瞬时频率变化时，V12 和Vab 的的振幅保持恒定。 但 V12 和Vab 之间的相位关系随频率发生变化，下面分析 V12 和Vab之间的相位差随信号频率变化的规律。 为使分析简单，先作两个合乎实际的假定： ① 初次级回路的品质因数均较高； ② 初、次级回路之间的互感藕合比较弱。 这样，在估算初级回路电流时，就不必考虑初级回路自身的损耗电阻和从次级反射到初级的损耗电阻。于是可以近似地得到图 8 .8.2 所示的等效电路 次级回路电压Vab可根据等效电路求出： 当信号频率fin等于中心频率 f0 （即回路谐振频率）时， X2 = 0 ，于是 Vab 为： 当信号频率fin大于中心频率 f0时，XL2XC2,此时次级回路总阻抗为：： 同理，可以求出，当 fin＜f0 时，有： 根据图8.8.1，可知鉴频器输出电压Va’b’等于两个检波器输出电压之差。 每个检波器的输出电压又正比于其输入电压的振幅 VD1 或 VD2 所以，鉴频器输出电压为 Va’b’ =kd (VD1－VD2), 其中，kd 为检波器电压传输系数 根据教材图8.8.3 相位鉴频器矢量图(上图) 可得： 当 fin=f0时，VD1=VD2，有 V a’b’ = 0 当 finf0时，VD1VD2，有 V a’b’ 0 当 finf0时，VD1=VD2，有 V a’b’ 0 可见, 鉴频器输出电压 V a’b’ 反映了输入信号瞬时频率偏移 Δf，并可推出 V a’b’与Δf成正比，又Δf与调制信号 VΩ(t)成正比，因此鉴频器输出电压 V a’b’ 也与 VΩ(t)成正比，这就实现了调频波解调。 Va’b’与Δf 之间的关系曲线如图8.1.2 鉴频曲线中间部分，鉴频器输出电压与瞬时频率偏移成线性关系， 频率偏移越大鉴频器输出电压也越大。 当Δf超过一定范围，由于耦合回路频率响应的影响，会造成鉴频器输出电压随频移加大而下降。 已调波信号在发送、传输和接收过程中，不可避免地要受到各种干扰。有些干扰会使已调波信号的振幅发生变化，产生寄生调幅。 调幅信号上叠加的寄生调幅很难消除。由于调频信号原本是等幅信号，故可以先用限幅电路把叠加的寄生调幅消除，使其重新成为等幅信号，然后再进行鉴频。 调频信号振幅上的寄生调幅对鉴频有什么危害呢？ 若采用斜率鉴频，需要把调频信号转换成调频一调幅信号，显然，寄生调幅会叠加