第九数字信号的基带传输精要.ppt

9.7 眼图 下面介绍：用实验手段估计系统特性的方法（方便） 接收滤波器的输出端连接示波器 对二进制数字信号：图形像人眼 （a） （b） +1 -1 0 +1 -1 0 眼图 (b):波形有失真；存在码间干扰，每一抽样点上波形的值不是固定值，在±1附近变化。 眼睛张开程度越小，误码概率越大。 9.7 眼图 采样 眼图眼睛张开大小反映码间串扰的强弱； 当有噪声时，其叠加在信号上，则眼图线迹更不清晰，于是眼睛张开更小。 （示波器上只能大致估计噪声强弱） 对于随机噪声，例如出现机会少的大幅度噪声，在示波器上一晃而过，人眼看不到。 9.8 均衡 均衡目的：补偿传输特性不理想引起的波形失真（对实际基带传输系统） 波形 成形 接收 滤波 基带 码型编码 信道 取样 判决 码型译码 信源 噪声 定时 实际系统总是存在码间串扰的原因： ①设计的发送、接收滤波器不可能无一点误差； ②信道特性难以精确预知； ③实际信道不理想。（如幅度特性有起伏或相移特性偏离线性关系） 9.8 均衡 均衡方法：频域和时域两类 信号传输无失真条件：①增益为常数；②相移特性为直线且过零点。 补偿幅频和相频特性一般用滤波器实现（均衡网络）。 即在基带系统中插入一种可调滤波器，即可减小码间串扰的影响，这种起补偿作用的可调滤波器称为均衡器。 校正失真，使信道达到最小误码率。 频域均衡：使系统总的传递函数满足无失真的传输条件， 常用来校正幅频特性和群延迟。 时域均衡：直接从时间响应考虑，使包括均衡器在内的 整个系统的冲激响应无码间串扰的条件。 9.8 均衡 时域均衡原理： 常用横向滤波器FIR（有限冲激响应滤波器） Finite impulse response 均衡目的：在其它抽样点上形成与拖尾相反的波形，抵消拖尾，这样不会形成码间干扰，形成左图图形。 9.8 均衡 实现方法： 该滤波器由一条带抽头的延时线构成，每个抽头的延时信号经加权后送到一个相加电路汇总后输出。 均衡器输出 … … 9.8 均衡 简写为 9.8 均衡 ①式用矩阵表示： ——Y的转置矩阵 9.8 均衡 9.8 均衡 可证：N有限时，一般不可能完全消除码间串扰，而只能使它足够 小，需要调整C（但若N为无穷大，是足够的。） 按不同的接收信号，调整抽头系数C， 以达到均衡目的——自适应滤波（自适应均衡） * 9.4.3 一般的部分响应系统 为冲激响应的加权系数，可为正负整数或0 9.4 部分响应(PR)基带传输系统 部分响应波形的一般形式： 9.4.3 一般的部分响应系统 9.4 部分响应(PR)基带传输系统 预编码： 均为L进制 相关编码： （算术加） 9.4.3 一般的部分响应系统 9.4 部分响应(PR)基带传输系统 上述分析均为第I类部分响应信号。 无零频成分，当其波形通过载波线路时，便于实现SSB和VSB调制。 因此采用部分响应波形，能实现2baud/Hz的频带利用率，且它的“尾巴” 衰减大、收敛快，还可实现基带频谱结构的变化（通过相关编码技术） 代价：抗噪声性能比0类响应系统的差，即可靠性下降。 9.5 数字信号基带传输的差错率 9.5.1 二元码的误比特率（误信率） 9.5.2 三元码和多元码的差错率 9.5.3 Pb与Ps的关系 9.5.4 部分响应基带信号的差错率 9.5 数字信号基带传输的差错率 前言 前面讨论了无噪声影响时，能够消除码间干扰的基带传输特性。 本节讨论：无码间干扰时，在基带系统中叠加噪声后的抗噪声性能。即由于有加性白噪声，造成的错误判决的概率，即误码率的大小。 9.5.1 二元码的误比特率（误信率） 9.5 数字信号基带传输的差错率 由此来衡量数字通信系统的可靠性。 9.5.1 二元码的误比特率（误信率） 9.5 数字信号基带传输的差错率 先讨论单极二元码： 1 0 A 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 1 1 0 A 0 A A/2 NRZ: 再生判决后信号 第六个码出现判决错误 9.5 数字信号基带传输的差错率 现讨论出现这种错误判决的概率： 则密度为： 接收滤波器的输出信号为： 当发送信码为“0”时（幅度为0），则收端判决器输入信号 概率密度为： 当发送信码为“1”时（幅度为A），则收端判决器输入信号 也是高斯分布，但均值为A， 9.5 数字信号基带传输的差错率 均导致误码 发 收 1 0 1 0 0 d A p1(r) p0(r) r P(1/0