60A交错式有源钳位正向转换器设计.docVIP

60A交错式有源钳位正向转换器设计 引言在48V输入电信系统中，100W到250W的电源便足以满足许多应用的需求。转换器是这些应用的理想选择。在更低输出电压下，次级电路中的同步整流可提高效率和简化系统散热。钳位正向可以很好地服务于这些应用，因为同步整流的易于实现性。 在大多数情况下，正向转换器的输出电流常常被设定在约30A。超过该电流值，便很难管理次级电路的电感设计和传导损耗。从功率的角度来看，主电路 （许多并联FET）成为250W以上额定功率的一个限制因素。在一些大功率系统中，必须转而使用一种不同的拓扑结构，例如：全桥等，或者并行操作两个或者 更多正向转换器以增加输出功率。 对于使用二极管整流其输出的一些并联电源，负载共用IC非常有效。二极管整流电源允许仅从电源吸取电流。但是，使用同步整流器的电源同时可以提供和 吸取功率，其会损毁一些负载负载共用控制器。在启动时更是如此，因为反馈环路被主控制器的慢启动电路主导，而两个并联电源会尝试把输出调节至不同的电压水 平。通过交错式两个单独功率级可以避免出现这些问题。本文为您介绍一种5V、300W隔离式电源，其通过一个标准36V-72V电信输入驱动。 交错式功率级的设计在本设计举例中，把电源分成两个交错式功率级，这样做可以把每个相次级电路的电流减少至30A。这比单相电源所要求的要 易于管理得多。我们需要对两个相进行设计以承载30A以上的电流，目的是容许相位误差。功率级设计的第一步是选择电源变压器的匝数比和电感。这种有源钳位 正向转换器的一个特点是，它能够工作在50%以上的占空因数下。最大占空因数最好不要超过75%，这样变压器的重置电压才不会过高。本例中，36V输入 时，4.5：1的匝数比可带来约63%的占空因数。在200kHz下对每个相进行开关操作，可在尺寸和效率之间提供一种较好的平衡。把主电感设置在 100μH，可确保开关过渡期间有足够的磁化电流来驱动功率MOSFET的换向整流。次级电感和开关频率决定中谐振器的值。在这种情况下，0.1μF器可产生50kHz的谐振频率。 输出电感的选择与所有降压转换型拓扑一样。使用2 μH电感情况下，输入为72V最大值时，每个相的峰到峰纹波电流达到8.5A。考虑到20%的相位误差，该电感必须能够在不饱和的情况下承载至少41A的峰值电流。 输出器的选择，需满足负载瞬态引起的输出纹波电压和电压偏移要求。功率级交错式可抵消一些输出器纹波电流。纹波电流抵消的多少取决于占空因数和两个相位之间的相角。仅当两个相位同步为异相180°且占空因数为50%时，纹波电流全部抵消。纹波电流的降低，减少了基于纹波电压要求和器RMS额定电流所要求的器数量。就本设计而言，每个4A RMS额定使用4个180μF聚合物器，便足以让峰到峰纹波电压保持在50 mV以下。如果必要，我们还可以增加更多的，以支持大负载瞬态。 选择主MOSFET也很简单。峰值漏电压是输入电压和谐振变压器重置电压的和。RMS主电流包括反射负载电流和变压器磁化电流。重要的是，选择最少 的高成本效益晶体管，并让每个晶体管的功耗始终为可控。就本设计而言，每个相位均使用两个并联150V、50mΩ MOSFET，并且每个FET的最大功耗约为700mW。图1说明了如何在有源钳位正向转换器的每个相位中实现自驱动同步整流器。一套同步整流器 （Q4、Q5和Q6）有通过变压器反射的输入电压，而另一套（Q1、Q2和Q3）则有反射到次级端的变压器重置电压。选定匝数比时，额定30V的 MOSFET足以满足该设计的要求。这些组件中大多数功耗均产生自传导损耗。每个相位的并联多个7mΩ MOSFET导致每个FET出现约800mW的最大损耗。它可以确保结温不至于过高，即使20%相位误差时也是如此。栅极驱动组件Q12、Q13、Q15 和Q16服务于两个功能。首先，它们保护MOSFET栅极免受开关波形上电压尖峰的损害。其次，它们提供一个缓冲功能，这样变压器的次级绕组便不会直接连 接至大量的栅极。对于确保功率MOSFET在开关过渡期间能够迅速换向整流，这一点很重要。 图 1 自驱动同步整流器的栅极驱动调节电路 图2描述了如何把两个控制器并联在一起，让它们共用一个公共反馈信号和软启动电路。利用峰值电流模式控制，每个功率级都表现为一个电流源，其由反馈 引脚的电压控制。一个单误差放大器通过同时控制两个控制器的反馈引脚来调节输出电压。两个相位之间的电流失衡基本由控制器内部的偏差变化以及电流检测容差 和斜率补偿来决定。图3显示了一个可导致两个相位间最大误差的总容差的各相电流与反馈电压对比曲线。在高负载水平下时，这并不会成为问题，因为一个级刚好 承受更大的负载。但是，在轻负载状态下，误差会允许一个相吸取电流，从而迫使另一个相提供额外电流。这导致轻负载损耗的增