开关电源模块并供电系统A题.doc

开关电源模块并联供电系统 摘要:本设计以微控制器TMS320F28044为控制核心采用，精度高、稳定性好、输出范围宽控制方便，人机交互界面友好。 方案论证 系统总方案 系统由开关电源、反馈回路、控制部分、保护电路和供电电路组成。系统框图如图1.1所示。主回路为两个同步降压模块；反馈回路主要为两路电流检测和电压检测电路；控制部分以TMS320F28044为核心，利用了其自带的ADC和PWM波产生模块；保护电路主要对过流和短路进行保护，并在排除故障后自动恢复正常工作。整个系统以微控制器为控制核心，合成软件补偿网络，进行PID数字闭环调节，输出电压稳定，输出电流比例可精确控制，抗干扰能力强。 开关电源拓扑选择 方案一: 降压斩波电路(BUCK)。降压电路见附图1，它由MOSFET开关管Q、肖特基二极管D、LC低通滤波器组成。当Q导通时，D截止，MOSFET漏极电流通过LC滤波器向负载供电，同时LC自身储存一定能量；当Q截止时，其漏极电流为零，电感L上的感应电动势极性为左负右正，D导通，电感和电容中存储的能量对负载继续供电。 方案二：同步降压电路(Synchronous BUCK)。电路如图1.2所示，同步降压与传统降压的主要区别在于前者将肖特基二极管换成了开关管，从而高边Q1低边Q2同时工作，用两路互补的PWM波对Q1、Q2控制，再经过LC滤波输出。 在传统的Buck电路中，由于肖特基二极管的管压降较大，使得在低压大电流情况下，二极管的损耗很大，导致整个电源效率低、发热量大。相比之下，同步降压的低边MOSFET的导通损耗更小，故本设计选取方案二。 理论分析计算 DC/DC变换器稳压方法 对于开关型降压电路，由于输入和输出电压保持不变，流过电感的电流是线性上升或下降的锯齿波电流，其平均值即为输出电流，设高边控制信号的占空比为D，则在低边MOSFET的反向电压平均值，该平均值即反向电压通过LC滤波器在负载上产生的输出直流电压。故通过电压反馈控制两路PWM波的占空比可达到稳压的效果。 电压反馈环路如图2.1所示，将分压调理过的电压信号送至微控制器自带ADC采样，然后在控制器内与设定的电压基准比较，并利用软件补偿网络进行处理，输出反馈信号与电流比值信号共同控制两路输出PWM波的占空比，从而调节输出电压。 该电压反馈环中的补偿网络是微控制器内部合成的数字补偿网络可针对不同电路参数更改网络零极点，从而使系统得到精确补偿，方便控制，其中、分别为两个电源模块的传递函数。 对于同步降压模块，PWM波控制MOSFET输出,没有相位的变化。低通LC滤波网络由电感和一系列的并联电容构成。设ESR、DCR分别为电容、电感的寄生电阻。其传递函数为 式2.1 由控制部分和滤波电路得到系统控制到输出的传递函数： 式2.2 本系统中两个电源模块除控制信号外，选取的外部参数相同，故开环传递函数为： 式2.3 由上式可计算本设计开环传递函数 补偿网络为一个双极点双零点网络，零点为在滤波器截止频率处的二阶零点，即；极点分别选在ESR引起的零点的位置和1/2的开关频率处，即，；确定系统带宽，则可得到补偿系统的直流增益，使控制到输出在交越频率上的增益为1。 计算可得，本设计的补偿网络函数为: 补偿后闭环传递函数 其开环传递函数、补偿网络传递函数、补偿后系统总传递函数的波特图如图2.2所示。其中，虚线代表原开环传递函数，点划线代表补偿网络函数，实线代表补偿后系统闭环传递函数。 利用双线性变换可将补偿网络传递函数从s域转换到z域，然后可在微控制器内进行相应运算，实现补偿网络的功能。双线性变换公式为：，。变换过后得到z域内的补偿网络函数为：。 分流控制 两路并联同步降压变换电路的直流等效模型如图2.3所示。图中R1和R2代表两电源模块的直流等效电阻，包括MOSFET管的导通阻抗，电感的等效直流阻抗以及焊接线路的阻抗。本系统中两个同步降压模块的参数及器件选择均相同，故其直流等效阻抗可近似相等，令。、分别为输入输出电压，d1、d2分别为控制两个电源模块的占空比。 TMS320F28044可以产生非常精确的驱动信号，相比于其他控制器，它具有高精度、高分辨率的特点，故而具有较好的均流性能。两路信号占空比与输入输出的关系为：，，则，。 两路电流成比例时，设，则有，若与为定值，由该式可知，通过调节两路PWM波占空比的相对大小，可实现成比例分流的目的。 电流环的控制采用工业上常用的PID闭环控制方法，可以比较方便的整定相关参数，便于控制。PID调节环路如图2.4所示。对输出电流实时采样得到两路输出电流的比值，然后与电流比例参考值进行比较和PID调节，输出结果与电压环输出信号共同控制输出PWM波的占空比，从而控制输出电流。 电流电压检测 TMS320F28044有16通道的12