300MHz至50MHz发送器到小环形天线的匹配网络.doc

300MHz至450MHz发送器到小环形天线的匹配网络 小环形天线的阻抗 面积为A的印刷电路板小环形天线在波长为λ时，辐射阻抗为：环形天线的损耗电阻(忽略其介质损耗)用环形天线周长(P)、线宽(w)、磁导率(μ = 400πnH/米)、电导率(σ，5.8 x 107Ω/米，铜的典型值)、频率(f)表示为： 环形天线的电感用周长(P)、面积(A)、线宽(w)、磁导率(μ)表示为：以上三个方程式，可以从相关的天线理论教科书中得到。1,2图1所示是一个典型的印刷电路板环形天线，其尺寸用于推导小环形天线的典型电阻和电抗,可近似看作25mm x 32mm的长方形，线宽0.9mm。基于该尺寸推导出下列3个参量值(在315MHz)：对于另一个通用频率433.92MHz，这些参数为：图1. 印刷电路板上的小环形天线辐射电阻特别小。另外，由耗散损耗产生的电阻比辐射电阻大10倍以上。这意味着，此环路最好的发射效率大约为8% (在315MHz)和27% (在433.92MHz)。匹配网络必须使失配损耗和匹配元件引起的附加损耗最小。通常，小环形天线只能辐射来自发送器功率的百分之几。 基本的匹配网络 最简单的匹配网络是“分离电容”，如最近发表在Microwaves RF的一篇文章所述。3 连接此电容到具有偏置电感的PA输出(见图2)，可以调节C2，使其与L1 (与PA电容有关)和残余电抗(来自C1和环路天线电感)组成并联谐振。电容器C1的等效串联电阻(ESR)通常为0.138Ω，所以带串联电容的小环形天线总电阻为0.46Ω (在315MHz)。在频率为315MHz的谐振匹配网络中，微型环路通过环路串联电抗和C1转换成一个优化在125Ω (MAX7044获得最高效率的最佳负载)的等效并联电路。留意在MAX7044数据资料中引用的效率针对于50Ω负载。辐射效率对应的最佳电阻可能不同。我们的PA在较宽的阻抗范围和功率等级下具有很高的效率。并联电容C2和偏置电感L1调谐等效并联电路的电抗。图2. 带偏置电感的分离电容匹配网络C1和环路电感在所要求的频率表现为正电抗，所以，可考虑用两个电容和环路电感作为“L”匹配网络(并联C，串联L)，此网络将小环路电阻变换到125Ω。从左往右看，它是一个低通、由高到低的匹配网络。偏置电感L1对于匹配不是关键元件，但作为直流通路，为PA提供工作电流是必须的，并可用来抑制高次谐波。表1给出用于环路天线的精确参量值。表1. 分离电容匹配网络的理想元件值 At 315MHz At 433.92MHz C1= 2.82pf C1 = 1.47pf C2= 63pf C2 = 43pf L1= 36nH L1 = 27nH 表中的C2电容值不包括大约2pf的PA输出端和PCB杂散电容的电容值。在本文中，此2pf电容在所有匹配计算中加进C2值中。图3所示是匹配于315MHz时，该匹配网络的RF功率传输特性曲线。功率传输特性曲线是由源电阻(RS)将功率传输到一个负载阻抗(RL + XL)的表达式计算的，负载阻抗是由匹配网络变换的环形天线阻抗。这个表达式乘以天线效率和匹配元件引起的功耗，即可得到发射功率与可用功率之比。所有曲线峰值出现在315MHz，而频率相关性的讨论恰好与之吻合。工作在433.92MHz的性能类似，但没有给出。图3. 从RFIC发送器到环形天线的功率传输假设环形天线的模型是正确的，而且能达到匹配电容器的精确值，则失配损耗为0dB；而天线损耗恰好是电容器(辐射电阻除以总电阻)所增加的-14.1dB效率损耗和耗散损耗。这种匹配网络相对于没有匹配的36.2dB损耗(25dB失配损耗加上11.2dB效率损耗)和来自单并联电容(失调天线电抗)的34.7dB损耗(19dB失配损耗加15.7dB效率损耗和电容器耗散损耗)有了明显改进。特性曲线包含了单并联电容“匹配”的功率传输特性，仅供参考。实际上，小环形天线所具有的Q值比理论上预期的Q值低很多。根据实验室丈量印刷电路板环路(图1所示)的结果进行计算，得到总等效串联电阻为2.2Ω (在315MHz)，而不是理论值0.46Ω。用此电阻值，匹配环路的标准电容和电感值如表2所示。表2. 分离电容匹配网络的实际元件值 At 315MHz At 433.92MHz C1= 3.0pf C1 = 1.5pf C2= 33pf C2 = 27pf L1= 27nH L1 = 20nH 实际环形天线的功率传递曲线如图3所示。由于实际环路的损耗电阻比理论环路值大4倍左右，所以功率传输的的最佳值大约为-20dB，而不是-14dB。尽管功率传输曲线在频带上比