高频电子线路_第3章摘要.ppt

工作在丙类状态,在一个信号周期内功放管导通角小于1800 静态时发射结反偏,工作在截止区; 输入激励大信号，一般在0.5V以上； 基极电流和集电极电流均为高频脉冲信号； 谐振回路作负载选取有用频率分量，兼有阻抗变换作用 1、欠压、临界和过压工作状态 二、VCC对放大器工作状态的影响 （集电极调制特性） 三、Uim对放大器工作状态的影响 （振幅特性，也称放大特性） 四、VBB对放大器工作状态的影响 （基极调制特性） 3.3 谐振功率放大器电路 3.6 宽带高频功率放大器 一、传输线变压器 二、功率合成技术 本章小结 本章小结 本章小结 本章小结 本章小结 本章小结 本章小结 由于载上获得了与输入电压U1大小相等、相位相反的电 压，且Zi=RL，所以这种接法的传输线变压器相当于一个阻 抗变比为1：1的反相变压器。 2、传输线变压器的功能 传输线变压器除了可以实现1：1倒相作用外，还可实现: 1)1:1平衡和不平衡电路的转换 2)阻抗变换等功能。 1)1:1平衡和不平衡电路的转换 不平衡输入信号源，通过传 输线变压器，得到两个大小相等、 对地反相的电压输出。 对地平衡的双端输入信号， 通过传输线变压器转换对地不 平衡的电压输出。 2)阻抗变换 传输线变压器可以构成阻抗变换器，最常用的是4：1和1：4阻抗变换器。 设RL上的电压为u，则传输线终端2、4和始端1、3的电压也均为u，故1端对地输入电压等于2u。 如果信号源提供的电流为i，则流过传输线变压器上、下两个线圈的电流也为i。则通过负载RL的电流也为2i，则有 而信号源端呈现的输入阻抗为 可见，输入阻抗是负载阻抗的4倍，从而实现4：1阻抗比变换。 为了实现阻抗匹配，要求传输线的特性阻抗为 基极馈电线路也有串联和并联两种形式。 自给偏压：基极或发射极直流电流流过电阻产生。 自给偏压只能提供反向偏压。 （a）利用基极电流iB的直流分量IB0在基极偏置电阻上产生所需的偏置电压VBB。 根据直流分量IB0的流向， 可知偏压VBB是反向的。 (b)利用高频扼流圈LB中固有直流电阻来获得很小的反向偏置电压，可称为零偏压电路。VBB很小，且不够稳定。 (c)当需要提供正向基极偏置电压时，可采用如图所示的分压式偏置电路。 VCC经RB1、RB2的分压，取RB2上的 压降作为正向偏置电压。 为了保证丙类工作，其值应 小于功率管的导通电压。 CB：旁路电容，对高频具有短路作用。 二、滤波匹配网络 1、对滤波匹配网络的要求 谐振回路实际上起到了滤波和匹配的双重作用，故又称为 滤波匹配网络。除了用LC谐振回路外，还常用复杂的网络。 使实际负载电阻RL变成放大器所需要的最佳负载电阻Reopt 使放大器工作在临界状态，以便高效率输出所需功率，称为 阻抗匹配。 抑制工作频率范围以外的不需要频率，即它应有良好的 滤波作用。 有效地传送功率到负载，滤波匹配网络本身的固有损耗 应尽可能小。 2、LC网络的阻抗变换作用 1)串、并联电路的阻抗转换 由此，可得到串联阻抗转换为并联阻抗的关系式 反之，可得到并联阻抗转换为串联阻抗的关系式 说明Qe值取定后，RS与RP、XS与XP之间可以相互转换，转换 后的电抗性质不变。 例1：已知工作频率为100MHZ，LS=100nH，RS=10Ω，求 出RP与LP。 当Qe1时，LS与LP的值相差不大， 可认为电抗元件参数近似不变。 但电阻值却发生了较大的变化。与电抗串联的小电阻RS可 变换成与电抗并联的大电阻RP，反之亦然。 例2：已知工作频率为50MHZ，CP=50pF，RP=200Ω，求 出RS与CS。 与电抗并联的大电阻RP变换成与电抗串联的小电阻RS 2)L形滤波匹配网络的阻抗变换 低阻变高阻L形滤波匹配网络 RL为外接实际负载电阻。与电感支路相串联，可减小高次谐 波的输出，对提高滤波性能有利。 在工作频率上，有 L形网络从低电阻负载变为高电阻负载，其变换倍数决 定于Qe值的大小。 为了实现阻抗匹配，在已知RL和Re时，有 例3：已知工作频率为50MHZ，实际负载为RL=10Ω，放大器处于临界时，要求谐振阻抗为200Ω，决定L形滤波匹配网络的参数。 如果外接负载电阻RL比较大，而放大器要求的负载电阻 Re较小，可采用高阻变低阻L形滤