电子测量技术第06章资料.ppt

　　图6.5-2(a)中输出电压相对于输入电压的相位差φ=－arctanωRC，用电位器调节R，可使φ在0°~90°之间任 意调节(相位滞后)。类似地，图(b)中输出电压相对于输入电压的相位差φ=π/2-arctanωRC，可使φ在0°~90°之间任意调节(相位超前)。这两种移相器电路的相移调节范围小，而且调节相移时输出电压幅度也跟着变化，给测量工作带来了不便。 　　图6.5-3(a)所示的移相电路可以做到改变R使输出电压对输入电压的相移在0°~180°之间变化，同时输出电压幅度不随之而改变，这是一种简单、实用的移相器电路。图(a)中，变压器次级中心抽头接地，输出信号反相地接在C、R两端。这里用图(b)所示的相量图来分析上面讲述的两个特点：RC支路中的电流i超前于输入电压，超前的数值视R、C及ω的数值而定；R两端电压u0(u0与i参考方向关联)的相位与i相同，而电容两端电压uC的相位滞后于i 90°。因此改变R时，输出电压相量　　m的终点轨迹将是以O为圆心、2U1m为直径的半圆，即输出电压振幅不随R改变，而相位可在0°~180°(超前)之间连续(随R)调节。如R、C互换位置，则输出电压相位在0°~－180°(滞后)之间(随R)连续可调。 图6.5-3　一种改进的RC移相器 　　为了克服低频范围变压器体积大的缺陷，可采用图6.5-3(c)所示的晶体管倒相电路代替图(a)电路中的变压器。取Rc=Re，则从集电极和发射极输出的信号幅度相等，而相位相反。把CR电路接在集电极和发射极之间，输出电压u0与输入电压u1的相位差就可在0°~－180°之间调节。为减小倒相器输出电阻对RC移相电路的影响，应使RRc。 6.6　测量范围的扩展 　　本章6.2节~6.5节讲述的几种测量相位差的方法大多只能在低频范围应用，有的还只能工作于固定频率。如果要测量高频信号相位差，或在宽频率范围测量信号的相位差，则可以用频率变换法把被测高频信号变换为低频或某一固定频率的信号进行测量。这样，测量信号相位差的频率范围扩大了，而且测试更为方便。 　　图6.6-1为外差法扩展相位差测量频率范围的原理框图。被测信号u1(t)和u2(t)分别加到两混频器Ⅰ和Ⅱ，与同一本地振荡信号混频，使其差频位于低频范围内，然后经放大后用低频相位计测量。下面作简要的定量分析。设 　　　　u1=U1m sinωt 　　　　u2=U2m sin(ωt－φ) 　　　　uL=ULm sin(ωLt－θ)　　　　　　　　　(6.6-1) 图6.6-1　外差法扩展相位差测量频率范围的原理框图 　　混频二极管的伏安特性为 i=α0+α1u+α2u2　　　　　　　　(6.6-2) 式中，α0、α1、α2为常数。对于混频器Ⅰ，混频器二极管上的电压为 u=u1+uL=U1m sinωt+ULm sin(ωLt－θ) 　　　(6.6-3) 将式(6.6-3)代入式(6.6-2)得混频器Ⅰ中电流为 i1=α0+α1［U1m sinωt+ULm sin(ωLt－θ)］ +α2［U1m sinωt+ULm sin(ωLt－θ)］2 =α0+α1U1m sinωt+α1ULm sin(ωLt－θ) +α2U21m sin2ωt+α2U2Lm sin2(ωLt－θ) +2α2U1m ULm sinωt sin(ωLt－θ) 　　上式中只有最后一项产生差频电流iⅠC，即 iⅠC=α2U1mULm cos［(ωL－ω)t－θ］　　　　(6.6-4) 　　对于混频器Ⅱ，混频器二极管上的电压为 u=u2+uL=U2m sin(ωt－φ)+ULm sin(ωLt－θ)　　　(6.6-5) 　　将式(6.6-5)代入式(6.6-2)，采用与上述类似的推导过程得流经混频器Ⅱ的差频电流为 iⅡC=α2U2mULm cos［(ωL－ω)t－θ+φ］　　　(6.6-6) 　　设混频器Ⅰ、Ⅱ有相同的负载电阻R，因此两混频器输出电压的差频项分别为 uⅠC=RiⅠC=α2RU1mULm cos［(ωL－ω)t－θ］ (6.6-7) uⅡC=RiⅡC=α2RU2mULm cos［(ωL－ω)t－θ+φ］(6.6-8) 　　比较式(6.6-7)、式(6.6-8)可知，两混频器输出的差频电压的相位差仍然为φ，因此用低频相位计所测得的值就是被测高频信号的相位差。 　　使用外差法扩展量程时应注意到，由于本振频率与信号频率很接近，因此防止它们之间以及两通道之间的相互影响是实际中的重要问题，应使电路各部分之间有良好的隔离。另外，此法扩展量程，对本振的频稳度要求高，这是因为本振的相对变化很小，当变换为低频后其相对变化就很大。目前晶振的频稳度还不能做得很高，所以