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正确偏置TL431可获得更好的输出阻抗 作者：安森美半导体公司 Christophe BASSOTL431在开关电源SMPS反馈环路中是参考电压。该器件结合了参考电压与集电极开路误差放大器，具有操作简单和成本低廉等优点。虽然TL431已在业内被长期广泛采用，但一些设计人员仍会忽略它的偏置电流，以致在无意间降低产品的最终性能。图1 TL431等效电路图 图2 SMPS简化直流模型（不考虑输入波动） 图3 使用传统的分流稳压器配置连接TL431 图4 TL431偏置电流过低时性能将明显下降 TL431的简化电路图如图1所示，图中包括了驱动NPN 晶体管的参考电压和误差放大器，在该封闭的电源系统中，一部分输出电压一直与TL431的Vref参考电压进行比较。转换器简化直流模型如图2所示，Vout与Vref通过受传输率?影响的电阻分压器进行比较，可得到输出电压的理论值为Vref/α。然而，整个增益链路和各种阻抗均会影响输出电压，如下式所示，其中每个希腊字母均表示一个增益，RSOL表示开环输出阻抗。 VoutVref-α×Vout ×β×G- RSOL×Vout / RL1 Vout Vref×β×G/1+α×β×G+ RSOL / RL2 静态误差Vref/α- Vout Vref×RSOL+ RL/ [α×RSOL+α×β×G×RL+RL] 3 从式3中可看出，增大增益的值有助减小静态误差，提高输出电压精度。受增益环路影响的另一个重要参数是输出阻抗，系统的输出阻抗可用不同的计算方法得出。任何发生器均可简化为它的Thevenin等效，即一个电压电源Vth 空载时测得的Vout，即令式2中的RSOL / RL 0与一个输出阻抗Rth的串联电路。设当负载电阻RL为闭环输出阻抗Rth时，输出电压Vout可减小至Vth/2，以此来计算输出阻抗Rth，也可将其表示为RSCL。令Vth/2 Vout求RSCL，由式2可得： Vref×β×G/1+α×β×G/2Vref×β×G/1+α×β×G+ RSOL/Rth 4 RSCL RSOL/1+α×β×G5 由式5可得出如下结论： 1.如果直流误差放大器的增益较大，且DC 较高，则RsCL接近于零； 2.由于对反馈返回路径?进行了补偿，所以，当增益随频率增大而减小时，RSCL开始增大。阻抗模块随频率增大而增大，说明该阻抗类似于电感； 3.当增益?降至零时，系统输出阻抗与无反馈时的阻抗相同，均为RSOL。此时，系统开环工作。 因此，为了减小静态误差?，并降低转换器的动态输出阻抗，大多数SMPS 设计人员会在设计中保持较大的直流增益值。这里的直流增益由TL431提供，可以采用如图3所示的纯积分器配置进行连接。 假设图3中的Rbias不存在。首先计算分压器网络Rupp和Rlow，桥接电流Ib应大于TL431参考引脚的偏置电流6.5?A最大值，以减小因偏置而引起的Rupp误差。对于12V输出电压，假设 Ib1mA。由于TL431通过Rlow施加的电压为2.5V，而Rupp施加的电流为1mA，因此可以计算出Rlow为 2.5 / 1m 2.5k?，而Rupp则等于12-2.5/ 1m9.5k?。可进一步选择更小的偏置电流，以减小空载条件下的待机能耗。桥接电流值确定后，即可计算RS。RS必须能提供足够的电流，使光耦合器集电极或反馈引脚小于1.2V，以启动空载工作状态下的跳周期。在NCP1200中，引脚2和内部5V参考电压间有一个8k?的上拉电阻。如果反馈电流为475?A，可将引脚2拉至1.2V Vpin25-475?×8k。考虑到光耦合器在较差情况下有50%的电流转换比例CTR，则RS必须小于Vout-2.5-1V / 950?8.94k?，假设为8.2k?。 在CTR为150%的较差情况下，表示LED中需要的电流较小，如果将8.2k?电阻与TL431串联，则会发生以下情况： 1. 轻负载情况：IFB 475?A，则IL 475?/ 1.5 316?A 2. 中负载情况：VFB 2.3V，IFB 337.5?A，则 IL 337.5?/ 1.5225?A 3. 重负载情况：VFB 3V，IFB 250?A，则IL 250?/1.5 166?A 在这种情况下，TL431的偏置电流不仅随着负载电流而变化，而且也随着光耦合器CTR的变化而变化。此外，减小RS也不起任何作用，应该通过调节LED的内部电流，来调整控制器端的正确反馈电压。这种情况的设计问题源自TL431的数据表：必须插入大于1mA的偏置电流，才能从不同规格的TL431增益中获益。如果不能正确偏置TL431，就会降低开环增益?，导致?增大，RSCL也随之增大。 这一问题可通过增加偏置电阻Rbias，在外部施加一个偏