切比雪夫滤波器的广义耦合矩阵综合.doc

三、单终端和双终端的耦合矩阵综合 根据传输与反射函数综合耦合矩阵的过程与1970年Atiaetal在其开创性论文中确立的过程基本一致【1】—【4】。在本文中这些方法没有详细讲述，只在后文和附录中有粗略的介绍，还可以推广到那些包括非对称情况。单终端情况之所以被包含进来是因为它在邻近通带多路器的设计中的应用，这里有时会用到非对称和对称特性。应用中的一个典型例子是单元通信基站的收发双工器，以便在邻近的可用收发通带间得到非常高的隔离度。 单终端和双终端的耦合矩阵综合的起点是传输和反射多项式，和，如前所述 一般情况，的系数将会是复数，和的系数随着s的增加在实数和纯虚数之间交替变化。和的次数将会是N，的次数与最初指定的有限处零点个数一致。成功的双端口网络综合依赖于无穷大处至少两个传输零点，因此的次数不能超过N-2。 在这一部分，将会给出来自传输/反射多项式，，和的短路导纳参数和有理多项式综合。这个综合过程与单双终端的情况有点不同，将会单独给出。由和来综合网络的耦合矩阵的方法略述。 双终端情况 图2（a）是一个双端口无耗滤网络，其右边的电压源内阻，右边的负载阻抗。网络的输入阻抗与短路和开路参数的关系如【11】。 如果归一化到1欧姆【图2（b）】 同样，如果，，则输入阻抗为 这里，，和分别是来和的复偶数和复奇数多项式。 对于偶数的情况，把(17)式的分子中的提到括号外，则 通过比较（18）和（16）两式，可以看到 显然，的分母和的一样，的分子和有相同的传输零点 同理， N为奇数 复偶数和复奇数多项式和用（17）式很容易由和构造如下 因此 这里的和，i=0，1，2，3…N是和的复系数。以上过程确保了和有实系数。因此和的最高次项的系数也为实数，的次数小于N，和的共同分母的次数为N，而它们的分子的次数都小于N。 单终端情况 单终端和的多项式的构造过程与双终端的基本一样。对于单终端情况，源的内阻并且导纳参数的短路导纳参数【3】，【11】的式子如下 由（15） 这里的和是构成的复偶数和复奇数多项式。对于的单终端网络，传输函数等价于传输导纳【11】，通过比较（21），当N为偶数时，可以看到 当N为奇数时 此时 其中和前边一样为的复系数。注意单终端情况，只需知道，和，的分子和分母，就可以确定出和。 耦合矩阵综合 确定了和的分子和分母后，现在我们有可能进一步来综合网络的耦合矩阵了。通过电路分析，这种原型网络正好可以产生像和多项式所具有的传输与反射特性。 对于对称网络来说，在附录中提到的【1】，【2】和【4】最初所创建的耦合矩阵综合过程几乎不变。 四、 耦合矩阵的化简 三中所述的由综合过程产生的耦合矩阵M，其元素总的来说均为非零值。对于非对称电网络，其耦合矩阵的对角线上的元素为非零值，这代表对于每一腔的中心频率的补偿（异步调谐）。其他位置处的非零值意为M所表示的耦合网络在各个谐振点间均存在耦合，显然这是不现实的。通常会通过一系列的相似变换(有时称为旋转)消去那些耦合值，直到产生一个有着少量耦合值的简单的形式。相似矩阵的使用保证了M矩阵本征值和本征向量不发生变化，在这种分析过程中，变换后的矩阵将产生与初始矩阵相同的传输与反射特性。 对于耦合矩阵M,有几种更实际的正交形式。两种易于理解的形式是RCJ形式[8]与更普遍的折叠形式[6]。这两种矩阵均可在以下情况下直接应用：一是如果耦合易于实现；或对于进一步变换的应用易于作为起点，此处进一步的变换可产生一可选择谐振腔相互耦合的拓扑结构，该结构能很好地适用于滤波器将最终实现的物理与电气方面的约束。例如[9][10]。下面将详述这种将耦合矩阵化简为折叠形式的方法。使用类似的方法可推导出RCJ形式。 A相似变换与矩阵元素的消去 对于一耦合矩阵的化简，第一步是左乘并右乘阶旋转矩阵及其转置，如下： 其中是初始矩阵，是变换后的矩阵，旋转矩阵的定义见图4。 矩阵的本征值在变换后与初始矩阵的完全相同，这意味着可以使用任意定义的转轴和角度进行任意长的变换。每次变换均可采用以下形式： 最终得到的矩阵与初始矩阵的特性相同。 对于耦合矩阵进行相似变换，转轴为旋转角度为，则得到的变换后的矩阵与矩阵将在第i行第j行与第i列第j列发生变化，对于矩阵第i行或列或者第j行或列的第k个元素，其值的变化有下面的公式： 其中，不打撇的矩阵元素属于矩阵，打撇的为。 将应用于矩阵化简过程中的相似变换的两条性质先做如下注记：1）在变换中，只有转轴所在的i行与列和j行与列上的元素值受到变换的影响，其他元素仍为变换前的数值。2）如果转轴