具有较小跨导的跨导放大器结构的一个比较设计方法.docx

具有较小跨导的跨导放大器结构的一个比较设计方法摘要：一个家用CMOS运算放大器（OTAS）已经被设计成具有非常小的跨导以保证晶体管在温和的反转中工作。许多的OTA设计方案如传统的利用电流转换、浮栅和大容量驱动技术都已经被讨论过。这些方案的一些性能特点如功耗、有源硅区、信号噪音比我们也进行了一些详细的比较。我们已经在一个1.2m的n阱COMS工艺和工作电源2.7V的条件下爱制备出了这种跨导放大器。并且芯片的测试结果与理论计算结果也有很好的吻合。引言由于人类身体的相对缓慢的电活动在医疗电子设备、有源滤波器和低截止频率等领域是很必要的。低频电路应用的另一个领域是斜坡生成模拟---数字转换器（ADC）测试和神经网络领域。因此，我们致力于研究出一个能够在低频率下工作的开发集成解决方案的电路。对于一个运算跨导放大器—电容（OTA-C）滤波器来实现这样一个低频率来说就意味着需要大型电容器和非常低的跨导。因此，我们有两个完全独立的角度去处理这个问题。一种是设计出具有非常低的跨导（一般没伏几微毫安）、高线性；另一种是在芯片上实现大电容（通常是几纳法）。按照上述思路，我们来分析不同工艺取得低跨导，我们在功耗、有源硅区、信号噪声比（SNR）等性能特性方面针对不同的方法已经开展了比较研究。特别强调了在温和反转区的MOS晶体管的操作设计以便在功率和面积要求上达到一个较好的折中可能。OTA拓扑在温和的反转中我们设计四种不同的OTA拓扑结构，在相同的跨导值为10nA/v的所有MOSFET模型中我们用一个方程式来权衡相关的设计参数如功耗、有源硅区和SNR。A参考的OTA设计A如图一所示，这个OTA主要由两个不同部分（M1和M2）和三个电流镜。放大器的全部跨导Gm跟M1、M2相同（M3=M4=M5=M6,M7=M8）。根据所需的跨导值，此基本拓扑电流的结构水平可以非常小（大约在微微安培每伏），这就会使得W/L的比值为0.001甚至更少。从布局的角度来看，匹配一个这样的几何形状是一个巨大的挑战。我们用一个反演水平10的If=Id/Is来驱动M1和M2以便可以获得所需的跨导，与此同时也可以确保它的长度不会太大。电流镜的反演水平被设置成80以便它们更好的匹配到强反。这同样适用于下面的设计。B 有电流分割和电源衰退的OTA（B-SD+CD）这种拓扑结构在7、8中详述。这个电路实际上是两种方案的组合：电流分离、电源衰退。图2（a）Gm=(gm-Mc)/(M+1)阐明了电流分离后的观点。Mc就是如图（a）所示复合晶体管分裂前。M1中的小的电流信号和MM1被M比例因子分离，只有i1和i2能被利用。因此，有效跨导相对于电流分离之前减少。图2（b）上图表示在电源衰退之后有效跨导Gm=,表明有效跨导因1+GmR因子减小。上面提到的两个方案的组合获得了一个OTA的整体方案在图3中显示。这种结构有一个源极线性衰退和额外的跨导降低由于施行了电流分离MM1和MM2.小信号分析给出了全部的Gm如下：Gm为跨导，go为输出跨导。Gm可以通过改变go—M14来改变，go-M14则是由偏电流Iss来控制。M14和M15两个晶体管在三极管区有偏压因此扮演者一个有源衰退电阻的作用。M3、M16、M17、M18用来控制M14和M15的Vsg，因此MM1和MM2的能把偏流转向轨道，因此通过1+M因子来减小Gm。就像之前谈论的为了实现很小的跨导，我们需要小的电流，而小的电流不容易产生也不容易控制。因此我们需要长的晶体管但是这从布局观点来看却是很难匹配的。由于这些原因，我们用电流分割的方法这样可以确保我们在维持较低跨导水平的同时增加电流水平。从布局观点来看，M1晶体管作为一个单元应用，MM1建立的缘由是为了使得M和M1更好的匹配。C浮置栅极OTA设计（C-FG+CD）下图显示了这种方案在这个方案中，输入晶体管是浮置栅极MOS晶体管且其拥有两个输入端（输入和偏置）。因此浮置栅极工艺由于其特有在输入电容的电压分离自然而然的引起人们的重视，并利用这一特性来获得较小的跨导。为了进一步减小跨导，电流分离也被同时引入。我们假定浮置栅极和源极，漏极和最终的体寄生电容相对于CA和CB可以忽略不计，按照这个模型参数全部的跨导Gm可以近似的给出：CA是输入A到浮置栅极之间的耦合电容，CB是输入B到浮置栅极的耦合电容，gm-FG1是浮置栅极晶体管M1的跨导。在合适的输入电压范围内，CA和CB在应该明显的比浮置栅极上的寄生电容大。CA和CB相对于寄生电容将会有一个大约5至10倍的很好的协调，CA=CB~8CP。本体驱动OTA设计（D-BD+CD）这种机构在下图显示：OTA的输入是通过本体输入晶体管而不是栅极来驱动，本体驱动跨导仅仅是Gm的0.2～0.4倍。但是这是一个非常自由的过程。电流分离也被引入进来以便进一步减小跨导水平。按照