改进型全桥移相ZVS–PWMDC-DC变换器(HY05)..doc

改進型全橋移相ZVS – PWM DC-DC變換器 摘要：介紹了一種能在全負載範圍內實現零電壓開關的改進型全橋移相ZVS－PWMDC/DC變換器。在分析其開關過程的基礎上，得出了實現全負載範圍內零電壓開關的條件，並將其應用於一台48V/6V的DC/DC變換器。 關鍵字：全橋DC/DC變換器；零電壓開關；死區時間 引言 移相控制的全橋PWM變換器是在中大功率DC/DC變換電路中最常用的電路拓撲形式之一。移相PWM控制方式利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件，使開關管達到零電壓開通和關斷。從而有效地降低了電路的開關損耗和開關雜訊，減少了器件開關過程中產生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時保持了電路拓撲結構簡潔、控制方式簡單、開關頻率恒定、元器件的電壓和電流應力小等一系列優點。 移相控制的全橋PWM變換器存在一個主要缺點是，滯後臂開關管在輕載下難以實現零電壓開關，使得它不適合負載範圍變化大的場合[1]。電路不能實現零電壓開關時，將產生以下幾個後果： 1）由於開關損耗的存在，需要增加散熱器的體積； 2）開關管開通時存在很大的di/dt，將會造成大的EMI； 3）由於副邊二極體的反向恢復，高頻變壓器副邊漏感上的電流瞬變作用，在二極體上產生 電壓過沖和振盪，所以，在實際應用中須在副邊二極體上加入R－C吸收。 ??? 針對上述問題，常見的解決方法是在變壓器原邊串接一個飽和電感Ls，擴大變換器的零電壓開關範圍[2][3]。但是，採用這一方法後，電路仍不能達到全工作範圍的零電壓開關。而且，由 於飽和電感在實際應用中不可能具有理想的飽和特性，這將會導致： 1）增加電路環流，從而增加變換器的導通損耗； 2）加重了副邊電壓占空比丟失，從而增加原邊電流及副邊二極體電壓應力； 3）飽和電感以很高的頻率在正負飽和值之間切換，磁芯的損耗會很大，發熱嚴重。 改進型全橋移相ZVSPWMDC/DC變換器是針對上述缺點所提出的一種電路拓撲[4][5][6]。它通過在電路中增加輔助支路，使開關管能在全部負載範圍內達到零電壓開關，它在小功率（3kW）電路中具有明顯的優越性。由於在移相控制的全橋PWM變換器中，超前臂ZVS的實現相對比較簡單，所以本文將不分析超前臂的開關過程，而著重分析滯後臂在增加了輔助支路以後的開關過程及其實現ZVS的條件。 1 改進型全橋移相ZVS-PWMDC/DC變換器 1.1電路拓撲 圖1所示是一種改進型全橋移相ZVSPWMDC/DC變換器，與基本的全橋移相PWM變換器相比，它只在滯後臂增加了由電感Lrx及電容Crx兩個元件組成的一個輔助支路。 在由Lrx及Crx組成的輔助諧振支路中，電容Crx足夠大，其上電壓VCrx應滿足 則電感Lrx上得到的是一個占空比為50％的正負半周對稱的交流方波電壓，其幅值為Vin/2。電感上的電流峰值ILrx(max)為 式中：Vin為輸入直流電壓； Ts為開關週期。 電路採用移相控制方式，它的主電路工作原理也和基本的全橋PWM變換器完全一樣。而輔助支路的存在，可以保證滯後臂開關管在全部負載範圍內的零電壓開通和關斷。 1.2電路運行過程分析 由於移相控制的全橋PWM電路在很多文獻上已經有了詳細的探討，所以本文不具體地分析其工作過程，只討論滯後臂開關管的開關過程及其達到零電壓開關的條件。為了便於分析，假設： ——所有功率開關管及二極體均為理想器件； ——所有電感及電容均為理想元件； ——考慮功率開關管輸出結電容的非線性，有C1=C2=C3=C4=（4/3）Coss，並記C3＋C4=C； ——考慮變壓器的漏感Llk； ——由於電感Lrx及電容Crx足夠大，可以認為電感Lrx上電流iLrx在死區td內保持不變。 1）t0時刻之前 在t0時刻之前，如圖2所示，變壓器原邊二極體D1，開關管S3，變壓器副邊二極體D5處於導通狀態，變壓器原邊電流ip通過二極體D1和開關管S3流通，並在輸出電壓nVo的作用下線性下降，電路處於環流狀態，實際電流方向與電流參考方向相反。在t0時刻，變壓器原邊電流ip(t0)為 ??? 式中：I1是副邊輸出濾波電感Lf電流最小值反射 到原邊的電流值，顯然，I1的大小取決於負載情況。 此時，輔助支路電感Lrx上電流ILrx(t0)為 iLrx(t0)=ILrx(max)?? （4） 2）t0～t1時間段 ??? 在t0時刻，開關管S3在電容C3及C4的作用下零電壓關斷。從t0時刻開始，電路開始發生LC諧振，使C3充電，C4放電，此階段等效電路如圖3所示，其中C為C3與C4的並聯，變壓器原邊電壓及電流為vp和ip，電容C上的電壓及電流為vc和ic。在這時間段分別為 vp=Llk??? （5）