ZVS—PWM開关电源补偿网络的最优设计.doc

DC—DC全桥移相式 ZVS—PWM开关电源补偿网络的最优设计 一、主电路及电压、电流波形 DC-DC全桥移相式ZVS—PWM变换器(以下简称FB ZVS—PWM开关变换器)的主电路原理图如图1。 图1 FB ZVS—PWM开关变换器电路图 其中变压器原边电压和电流分别用Vp及ip表示，副边电压用Vs表示．变压器原副边绕组匝数比为Np／Ns＝1／n。Vs为输入电压，Vo为输出电压，L1k为变压器原边绕组漏电感，图中未画出四个开关晶体管Sl、S2、S3及S4的输出电容。 Lf及Cf分别为输出滤波器电感及电容。A及B两点为逆变桥的输出端。 图2给出该电路一周期内电压及电流波形团。原边电流变化如表1。 表1半周期内原边电流变化 图2 FB ZVS—PWM开关变换器理论分析波形图 △I＝Ip—I1当能量由原边传送到副边时，副边电压 Vs’＝n Vs。由于变压器有漏感，使原边电流上升或下降一定斜率，例如t2—t4，斜率为Vs/ L1k; t4—t5，斜率为(Vs—Vo’/ Lf’, Lf’及Vo’分别为折合到原边的Lf及Vo值。 原边占空比D＝2 (t5—t2)／T，副边占空比或称有效占空比Deff＝2(t5—t4)／T，T＝2(t5—t1)。 可见由于变压器有漏感，使有效占空比Deff小于原边占空比D。 二、FB ZVS—PWM变换器小信号模型 为了建立全桥FB ZVS—PWM变换器的最优控制模型，即补偿网络最优设计模型，首先应建立这类变换器的小信号等效电路模型，并推导主电路的传递函数。 已知buck型PWM变换器的连续导通模式(CCM)下小信号等效电路模型如图3。图中忽略了电感及电容的寄生电阻。 图3 buck型PWM变换器的小信号等效电路模型 FB ZVS—PWM型开关电源是由buck型PWM开关电源衍生而来的。从工作原理分析可知，由于L1k较大，从Sl，S2(或S3，S4)导通到副边电压升到Vs需要一段时间(如图2)因此有效占空比Deff的出现是该电路的一个特殊现象。图2—25给出了FB ZVS—PWM变换器小信号等效电路模型和图3比较可见，两个变换器小信号等效电路模型不同之处在于：FB ZVS—PWM变换器小信号等效电路模型中多了一个受控电压源V2和一个受控电流源i2(受di+dv控制)，并且模型中的变压器变比为1:Deff，而不是1:D。 FB ZVS—PWM型开关变换器的电压增益可表示为： Vo／Vs＝DeffNs／Np＝nDeff 设△D为损失的占空比，则 D＝Deff十△D 在图2中 t＝t4时，原边电流I1＝n(IL—△I／2)，△I＝Ip—I1，Ip为原边电流蜂值。 t＝t6时，原边电流I2＝n［IL+△I／2—(1—D)VoT/2Lf］ 负载电流 Io＝Vo／R，R’＝R／n2，Lf’＝ Lf／n2 根据图2 D=( I1+ I2)/( Vs/ L1k*T/2) (1) 从而 Deff=D—2n L1k/ VsT[2 IL—(1—D)VoT/2Lf] (2) 由式(1)及式(2)可见，由于变压器有漏感L1k，原边电流不能突变，因而FB ZVS—PWM变换器有效占空比Deff总小于原边占空比D，即存在占空比损失，L1k越大，占空比损失也越大。有效占空比Deff与许多因素有关，如电流IL，输入电压Vs等，由式(2可知，原边占空比D有变化时，也会引起有效占空比Deff的变化。 因此，Io、Vs或D稍有一些扰动，就会产生相应的有效占空比Deff的扰动。这样，由于三种不同的扰动量i^ o、V^ s或d^ ,使有效占空比Deff产生相应的三种扰动量d^ i 、d^ v、d^ d, 这与Buck型PWM变换器中占空比只有一种扰动量是完全不同的。在建立FB ZVS—PWM变换器小信号等效电路模型时必须考虑上述Deff的三种扰动量。以下分别推导Deff的这三种扰动量的表达式: 取Deff 对Io扰动，记为d^ i，可得： d^ i=-2n L1kfri^ L/Va, 变换频率fr=2/T 取Deff 对Vs (或称摄扰动)，记为d^ v，可得 d ^ v=2n L1kfrV^ s/ Vs2 取Deff对D扰动，记为d^ d d^ d=（1-L1kn2Deff/Lf）d^ d^ d≈d^ 从上面推导可知， d^ eff= d^ +d^ i+ d^ v 从而得到FB ZVS—PWM开关变换器的小信号等效电路模型如图4，图中 V1=n Vs d^ , V2=n Vs(d^ i+ d^ v),i1= n Vs d^ /R,i2= n Vs(d^ i+ d^ v)/R 图4 三 FB ZVS—PWM变