集成电子学-1解析.ppt

阈值电压设计窗口 从降低功耗，考虑希望器件的阈值电压尽可能增大，但是从提高电路性能考虑又希望尽量减小阈值电压。必须综合考虑速度、噪声容限和功耗几方面的要求。需折衷考虑，优化设计。 例如，对于一个工和在1V电源电压的高端RISC处理器，如果允许的总功耗是10W，则静态功耗不应超过总功耗的10%，也就是说静态功耗应小于1W。如果芯片上总的器件宽度是10m，亚阈值斜率为100mV/dec，，则从静态功耗考虑，阈值电压的数值必须大于0.1V。 考虑其他泄漏电流，因此对阈值电压的要求应该更高一些。 图2.51示出了综合考虑延迟时间、噪声容限和静态功耗几方面的因素，得到的可接受的阈值电压设计窗口。 从提高工作速度考虑，阈值电压的取值应小于延迟时间决定的限制； 从保证电路稳定工作考虑，阈值电压应大于噪声容限决定的限制 ； 从降低静态功耗考虑，阈值电压应大于一定的范围。 对照前面讨论的高端RISC，综合考虑上述要求，在1V电源电压下，阈值电压可取为0.15V。 随着器件尺寸的减小，电源电压降低，可接受的阈值电压范围也越来越小。 解决方案：多阈值电路；动态阈值器件 。 九、源漏串联电阻的影响 MOSFET的沟道与两个寄生电阻RS和RD互相串联。 每个电阻都可以认为由三部分组成：(1)金属与源漏区的接触电阻；(2)源漏区的主体电阻；(3)当电流从源漏区流向通常较薄的反型层时，与电流流动路线的聚集有关的电阻，即所谓“扩展电阻”效应。 随着器件尺寸的缩小，源漏区的结深变浅，接触孔面积变小，使得源漏区的寄生串联电阻和变大。 RS和RD和作为器件寄生元件是采用任何一种测量手段都不可避开的，也是在电路模拟中必须考虑的重要因素。 由图可知 一般可假设， 且寄生电阻上的压降比Vgtx小得多，因而不必考虑栅源电压的有效下降量，并假设Vds也比Vgtx小得多，将以上公式代入线性区下的电流方程，可得到串联电阻影响下的电流为 其中 课堂作业 1、量子效应、多晶硅耗尽对MOSFET的影响有哪些？ 2、对MOSFET氧化层可靠性有哪些考虑？ 3、MOSFET在弱反型和强反型时，其迁移率主要受什么影响？为什么？ * * * 在电场强度足够大时，载流子获得的能量较大，但它与晶格间的能量交换仍以声学声子来进行，载流子获得的能量不能及时与晶格交换，因而载流子温度Te随电场强度的加大而升高，使载流子温度显著大于晶格温度，这时的载流子称为热载流子。载流子的运动速度随温度T的升高按的比例规律增加，所以被晶格散射的几率加大，因此随着温度的升高迁移率下降。 当电场进一步增加时，载流子获得的能量可以与光学波声子的能量相比，散射时可以发射光学波声子，于是载流子的漂移速度不再增加，而是维持一个一定的数值，称为散射极限速度或饱和速度，以usat表示 。 对于深亚微米及纳米CMOS器件，不仅垂直于表面方向(纵向)的电场增强，沿沟道方向(横向)的电场也在增大。横向电场的增大将会引起反型载流子漂移速度的饱和。一旦发生速度饱和，MOSFET的饱和区电流不再随栅电压的平方增加，而是线性依赖关系，即 其中 vs是反型载流子的饱和漂移速度。反型载流子的饱和漂移速度要比体内载流子的饱和漂移速度(约为107cm/s )低。 反型载流子的漂移速度与横向电场的关系，根据实验得到半经验模型: 而函数可用下述经验公式计算： 当横向电场Ey较小时，f(μ,E)=1，漂移速度遵守常规的vd= μEy关系；当横向电场较大时（），函数中的第三项起主要作用，漂移速度趋向于饱和漂移速度vs。 反型层中的vs(cm/s) 体硅中的vs(cm/s) vc(cm/s) G 电子 6.50×106 1.126×106 8.824×106 13.18 空穴 5.85×106 9.767×106 7.367×106 10.97 由 得出 其中单位面积的反型层电荷为 而该方法产生很大的误差，该误差来自于器件内横向电场和纵向电场沿沟道方向是不均匀分布，使反型层电荷的值有较大偏差。 如何测量反型载流子的饱和速度 下图是器件电场分布的二维数值模拟结果。 横向与纵向电场存在不均匀性。 对上述MOSFET用数值模拟得到电流，再根据速度饱和得到的饱和漂移速度。图2.27 是计算得到的vs与栅电压及宏观平均电场强度的关系。 图2.27表现的反型载流子饱和漂移速度随栅压的变化实际上反映了饱和漂移速度对反型载流子面密度(Ninv)的依赖关系。 为了更精确地分析反型载流子的漂移速度，采用一种多晶硅电阻作为栅极的MOS结构进行测量分析。 在栅的两端加两个栅压VG1和V G2，且V G2=VG1+VD,使从源到漏的栅压线性