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为何要与环路补偿纠缠不休 作者：Michael O’Loughlin，德州仪器 (TI) 应用工程师引言 在电源设计行业中，工程师有时难以对其电源的控制环路进行补偿。他们设法让环路在极高开关频率下交叉，以试图改善大信号瞬态响应，但最终却是与稳定性问题作斗争。电源设计中最流行的拓扑之一便是峰值电流模式控制。即使这种拓扑比电压模式控制更容易补偿，但一些电源设计人员仍然只能艰难地对电压环路进行补偿。本文的目的是给您一些指导，希望能使峰值电流模式控制的电压环路补偿更容易。 电源控制模块 回顾我们在学校学习过的控制理论知识便知，所有控制系统均可以通过传输函数模块得到简化。峰值电流模式控制电源转换器中的电压控制环路也不例外。电压环路 (TV(f)) 可以简化表示为不同传输模块的积（请参见图 1）。首先是功率级控制输出传输函数 (GCO(f))，其表示为输出电压变化 (?VOUT) 与控制电压变化 (?VC) 的比。请注意，该模块实际为脉宽调制 (PWM) 调制器增益 (K) 和电源输出滤波器增益 (GF(f)) 的组合。其次通常为控制传输函数 (GC(f)) 的输出有时称作补偿传输函数，可以表示为 ?VC与?VOUT 变化的比。如果使用了光隔离器，则也会有一个传输函数模块 GOPTO(f)，其位于模块 K 和 –GC(f) 模块之间的连线上。 图 1 简化后的电源电压环路模块结构图 图 2 显示了一个峰值电流模式控制正向转换器的功能示意图，如图 1 结构图所示。控制模块由一些虚线区分。 图 2 简化后的电源电压环路结构图 起初，峰值电流模式控制背后的想法是控制通过功率级电感的平均电流，从而使它看起来像是一个去除了双极的电流源，而该双极出现在输出电容 (COUT) 和功率级电感 (LOUT) 的交互作用之间。图 3 显示了这种模型的控制结构图。 图 3将电感建模为一个电流源的峰值电流模式控制 图 2 的简化控制输出传输 (GCO(f)) 函数表示如下。其中，(a) 为变压器匝数比，而 RLOAD 为转换器输出负载阻抗。COUT 为转换器输出滤波器电容，而 RESR 为 COUT 的等效串联电阻。由该控制输出传输函数，您会看到 COUT 和 RESR 交互作用之间有一个零点，并在 RLOAD 和 COUT 交互作用之间有一个极点。 随着时间的流逝，工程师在使用峰值电流模式控制时发现了一个大约在半开关频率 (fs) 出现的 GCO(f) 双极 (fPP)。下列方程式描述了峰值电流模式正向转换器的 GCO(f)，包括 fPP 的影响。请注意，如果您使用网络分析仪对正向转换器进行分析时，您会发现这种传输函数并没有精确地匹配模型描述情况。由于 RESR 和 COUT 交互作用出现的零位 (FZCO) 随负载移动。fPP 出现在略微超出半开关频率时。在没有一个精确模型的情况下，您到底会如何对电压环路进行补偿呢？您可以循规蹈矩，遵循其他工程师已使用多年的老办法。也就是使用一个网络分析仪，根据测得的 GCO(f) 来补偿电压环路，并遵循一些简单原则来获得稳定性（本文将有所介绍）。 斜率补偿  人们在峰值电流模式控制转换器中发现，存在占空比突然改变引起的次谐波振荡。这是因为由于控制电压 (VC) 无法足够快地校正占空比改变，因而占空比改变便会导致平均输出电流 (IOUT1, IOUT2) 误差。为对这一误差进行校正，人们设计了一种的被称作斜率补偿的方法。这种方法将三角电压波形添加到电流感应信号 (V2=VSLOPE+VRSENSE)，该信号强制平均输出电流不随占空比改变而变化。更多详情，请参见图 4。 人们在峰值电流模式控制转换器中发现，存在占空比突然改变引起的次谐波振荡。这是因为由于控制电压 (VC) 无法足够快地校正占空比改变，因而占空比改变便会导致平均输出电流 (IOUT1, IOUT2) 误差。为对这一误差进行校正，人们设计了一种的被称作斜率补偿的方法。这种方法将三角电压波形添加到电流感应信号 (V2=VSLOPE+VRSENSE)，该信号强制平均输出电流不随占空比改变而变化。更多详情，请参见图 4。 建立峰值电流模式控制的控制环路过程中，最重要的步骤之一是正确地添加斜率补偿到电流感应信号 (VRSENSE)。如果您不使用斜率补偿，则您会一直同次谐波振荡纠缠不休，即使您的网络分析仪显示环路应该稳定了。如果您添加很多斜率补偿，则转换器会工作在电压模式控制模式下且运行不正常，也可能会不稳定。一般来说，将等于 1/2 输出电感电流 (dILOUT) 下斜坡斜率的斜率补偿 (VSLOPE) 添加到电流感应信号有助于确保稳定性。下列方程式计算了图 2 所示峰值电流模式正向控制转换器的斜率补偿 (VSLOPE)。其中，dILOUT 为电