全桥谐振电流源的分析与设计.doc

全桥谐振电流源的分析与设计 摘要：为提高频率、减少开关损耗覆EMI，谐振变换器得到了广泛的压用。本文分析了感性负载下垒桥逆变电流源的各个工作模式，重点分析了谐振等效电路，并进行了相应的仿真。根据谐振理论分析及参数选择，设计了一种新型的全桥逆变电流源，该电流源具有输出正弦波形良好，谐振器件电压、电流应力适当厦负载范围宽等特点、仿真和实验结果验证了理论分析。 关键词：交流电流源；全桥逆变；谐振；开关应力 O 引言 　　高频变换能有效地减小功率变换器的体积、重量。但也带来了高的开关应力、高频变压器漏感引起的电压尖峰、电磁干扰(EMI)、高频开关损耗、效率低等问题．而谐振变换具有工作频率高、开关损耗小、效率高、重量轻、体积小、EMI小、开关应力低等特点，因此近来得到广泛的研究。 　　谐振变换器有串联和并联两种基本类型。串联谐振变换器具有能隔断直流分量、避免变压器饱和以及轻载效率高，适合高压小电流输出等特点。并联谐振变换器负载可开路、对电容脉动电流要求小以及适合低压大电流输出等特点。根据电流源电路的特点，选择并联谐振方式，并进一步设计成两级I/C谐振网络。 　　本文第一部分分析感性负载下电流源的各个工作模式，第二部分是对并联谐振方式的理论分析、仿真研究及实验结果，第三部分是由并联谐振改进的两级I/C谐振网络的设计．为便于分析，在电流源工作模式分析中不加进谐振网络。 l 电流源的工作模式 　　主电路是由一级Buck电路加全桥逆变电路组成的，如图l所示。Buck电路通过输出大电感产生近似恒定的恒流源，再通过全桥逆变变成方波电流源，作为二次侧电源的供电电源。 　　假没开关器件是理想器件，电感和电容均为无损耗的储能元件，线路其它损耗可忽略，电感电流“纹波很小，在分析其它电流波形时可认为恒值。对于感性负载，其工作状态分为8个阶段，主要工作波形如图2所示。各阶段的等效电路如图3所示。 　　1)阶段l[t0-t1] t0时刻，因负载电流相对于参考方向为负，开关管S2及S5内寄生二极管导通给负载电流续流，D1及S1导通给电感电流续流。 　　2)阶段2[t1-t2]负载电流换向，开关管S2及S5零电压开通，t2时刻，iD1=0，二极管D1零电流关断。 　　3)阶段3[t2-t3]电压下降为零，Buck电感L与负载电感串联，负载电流基本保持不变。 　　4)阶段4[t3-t4]时刻，S1关断，电感电流通过二极管D2、开关管S2及S5导通，负载电流基本保持不变。 　　5)阶段5[t4-t5]时刻，S2及S5关断，负载电流相对参考方向仍为正，此时，S3及S4的寄生二极管给负载电流续流。D1及D2导通给电感电流续流，电感和负载电压箝位为Vdc，负载电流在Vdc的作用下迅速下降，电感电流iL因感抗大而只有较小的下降。其间，S3及S4有导通信号，但负载电流仍为正，仍是S3及S4的寄生二极管导通续流。 　　6)阶段6[t5-t6]时刻，负载电流换向，S3及S4零电压导通，当iD1=0时，D1零电流关断。 　　7)阶段7[t6-t7]V1电压下降为零，Buck电感L与负载电感串联，负载电流基本保持不变。 8)阶段8[t7-t8]t7时刻，S1导通，S3及S4继续导通，Buck电感L与负载电感串联，负载电流基本保持不变。 2 并联谐振的设计 假设逆变桥输出电流为‰谐振电感电流iL谐振电容电流iC，负载电流iR，则等效电路模型如图4所示，其中ip为方波电流源。 式中ω=2πf； ωi=iω，i=1，3，5…n。 设LC谐振角频率为ω，则 　　　　　　　　　　　 对于开关频率的k次谐波，LC的阻抗值如下。 取ω0=ω，即谐振频率等于开关频率，由式(6)可知，|Zab|→∝，|Zab|与Q成反比，即Q值越大，|Zab|越小，滤波效果越好，但同时谐振电感、电容上电流也越大，考虑到大电流情况下，谐振电感、电容不易设计，实际电路取值Q≈3。 采用了PSPICE仿真软件进行仿真验证。仿真参数如下：直流电源电压300V，开关频率l00kHz，质因数Q=3，负载阻抗50Ω，谐振电感、电容分别是15.9μH，159nF，从图5仿真波形上看，负载电流近似为正弦波，谐波分量较小。 　 根据以上的数据，我们对电流源主电路进行了实验，得到未加谐振网络与加谐振网络负载电流波形分别如图6(a)和图6(b)所示。 对比图6(a)、图6(b)可见．加谐振网络负载电流波形得到了改善，基本上呈正弦波值得注意的是，以上仿真和实验都是在重载情况下做的，当负载很轻时，由式(6)可知，Q值小，谐振网络效果不明显， 3 两级LC谐振网络的设计 　 　两级LC谐振式电路如图7所示。C1及L1主要