开关电源环路中的TL二.doc

开关电源环路中的TL431作者：安森美半导体产品线应用工程总监 Chri????来源:电子设计应用2009年第5期?摘要：虽然上一期文章介绍了如何以TL431实现2类补偿器。然而在补偿电路方面，TL431并非万能药。由于原极点和零点之间以固定系数相关联，采用运放构建的补偿器时，运放的灵活性会降低，而这个运放中可以创建自选的中频带增益。为解决LED串联电阻对可能的增益变化进行钳位的问题，1类补偿器将提供稳定所选转换器时的灵活性，符合期望。然而，这种1类补偿器也有局限，即它不提供任何相位提升。关键词：LED串联电阻；1类补偿器；2类补偿器了解基于TL431的2类补偿器的局限 图1? 采用TL431构建的2类补偿器 图2? 通过调节原极点和零点之间的距离来选择中频带增益图1所示为采用TL431的2类补偿器，创建了1个在原点处的极点fpo、1个极点fp以及1个零点fz。等式(1)描述了采用TL431构建的2类补偿器，并显示存在着结合光耦合器寄生电容Copto及所增加电容C2的举措。?(1)从这个等式，可解析下面的极点及零点定义：(2)(3)?(4)将等式(2)和等式(3)相除时，可发现原极点和零点之间有下述关联：(5)由于零点固定且取决于上面的电阻R1和电容C1(见等式3)，调节LED串联电阻RLED可提供一种改变原极点位置的途径(见等式2)。通过这种举措，可轻易地将中频带增益调节至所需的值。这就是图2所示出的两个不同的原极点位置如何改变中频带增益G0。然而，光耦合器集电极中所需的电流漂移限制了增加LED电阻值的自由度。LED电阻值不能超过下述值：?? (6)如决定以光耦合器并联1颗1kW电阻来为TL431增加额外的1mA偏置，如图1所示，上述等式就必须修改，因为这个电流也通过LED串联电阻：?(7)其中，Vout为输出电压，Ibias为光耦合器与1个电阻并联(通常为1kW以提供1mA偏置电流)时的TL431偏置电流，VTL431,min为TL431能够降至的最低电压(2.5V)，Vf为光耦合器LED的正向压降(≈1V)，CTRmin为光耦合器的最小电流传输比，VCE,sat为光耦合器饱和电压(≈300mV@1mA集电极电流)，这电压强加最低反馈电压，Vdd为上拉电阻的内部偏置电压，通常为5V。在等式(5)中代入等式(6)，就得出采用TL431的2类补偿器能够达到的最小中频带增益：(8)在5V转换器的案例中，如果使用上述值，中频带增益值就无法调节至低于10dB。如果用等式(7)来计算RLED，情况则会更差。这种限制的含义是什么？所采用的补偿技术意味着电源段增益曲线H(s)有向上或向下移动一定量的增益(或衰减)，从而在所选频率处实现0dB交越。基于运算放大器的2类补偿器在周围元件的选择方面提供了足够的设计灵活度，可在交越频率放大或降低电源段增益曲线。相反，当所选交越频率涉及到增益曲线上的一个点(这个点涉及到有限的增益或更坏情况下涉及到有限的衰减)时，等式(8)提出了相当严格的设计限制。假定电源段增益曲线上所选交越点幅度为-5dB。为了在这一点交越，可能需要在所选频率将整个曲线移动+5dB。遗憾的是，等式(8)要求的17dB最小增益限制使得不能达到这个目标，没有任何办法来背离这个限制。如果在交越频率出现大量的增益超出，如在功率因数校正器(PFC)的案例中，情况会进一步恶化。此时应该怎么做？可以在所需中频带增益与等式(8)相符合的不同区域选择交越频率，或者确定出不需要相位提升的区域。通过这种选择，简单的1类补偿器就可以完成工作。在这种情况下，由于中频带增益参数消失，可针对TL431采用不同的计算策略。 采用TL431的1类补偿器其原理与图1并没有不同，且等式(1)仍有效。然而，为了执行整合功能，并单独保持原极点(不变)，必须使上面的极点和零点相一致。然后，选择阻值与等式(6)提供的结果相符合的LED电阻。它与2类补偿器的区别在于前面的LED电阻选择。以5V输出为例，并考虑如图1的方式提供1mA偏置，就能计算出这个电阻能够采用的最大值：?(9)在这个结果的基础上留出50%的裕量，就能将RLED电阻值固定为420W或470W，使其作为额定值。零点和极点一致后，就可得出等式(3)的值等于等式(4)的值，从中可解析出零电容值：(10)在等式(2)中采用等式(10)来代替C1，得到由电容C2与光耦合器寄生电容Copto并联构成的极点电容的定义：?(11)现在，必须选择原极点位置，使交越频率fc处的衰减Gf精确地补偿电源段波特图中读得的增益超额或缺额。原极点转换功能如等式(13)所示，其中wpo代表原极点：(12)可从上述等式计算出交越频率处 G(s)的幅度：?(13)现在可解析