1.9ghz基站前端射频lna仿真和实现研究.doc

1.9GHz基站前端射频LNA仿真和实现研究 以E-pHEMT管实现基站接收机前端平均结构低噪声放大器(LNA),并以3dB混合耦合器实现功率分配与合路。首先以设计规范和FET管的要求来取得适当的偏置及匹配电路,对管脚源端的电感值进行优化,得出方案设计原理图。然后对原理电路加以线性及非线性仿真分析,模拟出电路的运行结果。最后得出PCB板的实际测量结果;在电路工作频率1.92GHz~1.98GHz频段设计的模拟结果与电路实际测量值十分吻合,其线性度十分良好。 关键词:截点 E-pHEMT 平衡结构 LNA 仿真 很多情况下,因为基站与移动设备不平衡连接的缘故,从基站到移动设备的信号强度和传输距离都要超过移动设备向基站的反向传输,并且由干天线与基站间的反馈损耗,使得这种不平衡性变得更大。为了改善这种不平衡性,扩大基站接收的覆盖面,最直接的解决方案是加装塔装放大器TMA或Masthead放大器。而TMA中最重要的模块LNA(如图1所示)对接收的信号具有选频功能,并把选频后的信号进行低噪声放大,使系统灵敏度增强,覆盖半径增大。 1 LNA的设计 1.1 LNA结构选择 通常,在LNA的设计中主要考虑低噪声系数(NF)、足够的增益(G)和绝对的稳定性。对于本文TMA放大器中LNA设计的实际技术规范要求如表1所示。同时要求所使用的LNA结构满足良好的输入输出匹配,保证LNA的稳定性,兼顾到功分/合路网络的低损耗、几何尺寸小,工作带宽内良好的相位和幅度匹配,足够的工作带宽(涵盖在1.95GHz左右),符合CDMA标准上行频率。据此选择了以平衡结构为特征的LNA结构(如图2)。这种平衡结构的重要特性是:它较单阶放大器的截点高出一倍,并以标准50Ω实现输入输出匹配,在某一路硬件失效时电路的冗余设计可保证系统的正常运行。但通常增益减少6dB。 表1 LNA主要技术规范列表 参nbsp; 数量nbsp;nbsp; 值工作频率1.92GHz~1.98GHz增益14.5dB~15.5dB噪声系数lt;1.0dBOIP3gt;36dBmP1dB21dBm带内增益波动±0.5dB输入回汉损耗gt;15.5dB输出回波损耗gt;15.5dB偏置电流lt;140mA 为使图2中的LNA模块噪声系数、截点和增益达到表1中的各项指标,设计漏极电流Id=60mA。同时,要求单个放大元件在此偏置点的工作性能达到优于表1的规范值。由于E-pHEMT元件ATF-54143在电流Id=60mA下,具有最佳的截点(IP3)和最小噪声系数Fmin漏源极电压Vds为3V时,具有稍高的增益;偏置是+5V稳定电压,所需单极性+3V电压更具有优势,因此选择其作为放大元件。 1.2 偏置及匹配网络的设计和源端接地电感处理 1.2.1 偏置及匹配网络的设计 ATF-54143的偏置网络是根据元件的静态工作点和输入输出匹配网络设计得出。输入匹配网络则由元件的最佳噪声反射系数Topt为主来决定,以求得噪声系数NF降到最小;输出匹配则要求共轭匹配,以求得最大功率输出,保证有足够的增益,两者都在Smith图上实现输入输出至50Ω的匹配。首先,元件的偏置以电阻R1和R2(见图3)组成的分压器实现,分压器的电压取自漏极电压,并为电路提供电压负反馈,以维持漏极电流的恒定,R3为漏栅极的限压电阻。R1,R2,R3的计算值见式(1)。 R1=Vgs/IBB R2=[(Vds-Vgs)×R1]/Vgsnbsp; (1) R3=(VDD-Vds)/(Ids+IBB) 图3 放大器单阶原理图 式(1)中,Ids是所需漏极电流,IBB是流经R1和R2所组成的电压分配网络的电流,当IBB至少10倍于最大栅极漏电流时,其值可达到2mA,同时由VDD=5V,Vds=3V,Id=60mA,Vgs=0.56V,得至R1=270DΩ,R2=1150Ω,R3=30.8Ω。 电阻R4为低频阻性终端,使得电路工作在低频时能够提高其稳定性。电容C3则为R4提供了一个低频旁路通路,另外加入R5主要是给栅极加上一个限流功能(R5大约为10kΩ左右),当元件工作在P1dB或Psat点附近时,这种限流作用就尤为重要。 因规范要求NF最大值只有1dB,为实现放大器的最佳噪声匹配,网络采用高通阻抗匹配。放大电路原理图如图3所示,它的输入匹配网络由一个串联的电容C1和两个并联的电感L1和L2组成。因电路损耗将直接与噪声系数相关,这样L1和L2的高Q值则变得非常重要。短路电感L1能够在低频端提供增益衰减,同时又与C1一起作为输入匹配阻抗的一部分,C1同时要作为直流隔断电容。L2还要为pHEMT做偏置电感,在栅极加入电压偏置,它要求有一个好的旁路电容C2。这个网络是对于低噪声系数、输入回波损耗和增益都加以兼顾考虑的方案,电容C2、C4保证带内的稳