第三章 PWM脉宽调制式逆变器.ppt

当调制度M从0.1变化到1时，移相SPWM逆变器多重叠加的波形畸变系数THD基本不变，且数值较小，大大优于一般SPWM逆变器U。 M=1时的基波分量有效值为U1max ，U1/U1max为归一化的基波分量有效值，N=5，F=3的移相SPWM逆变器多重叠加的M与U1/U1max成正比，故可以通过调节M线性地调节输出电压，同时也可知，随着M的变化，THD基本不变，这就说明,在通过M调节输出电压的同时，谐波分量基本不变。 直接串联叠加方式中的单相全桥逆变器FBI，可以工作在二阶SPWM状态，也可以工作在三阶SPWM状态，并且其中的每一个FBI都工作在三阶SPWM状态时，就可以使输出电压波形得到进一步的改善。如果FBI采用IGBT作开关，把FBI的开关频率提高到基频的100倍时，就可以使输出电压达到完美无谐波的程度。 广义规则采样时，P点可以取0～Tc/2中的任一值，也即采样点可以取在前半采样周期中正弦调制波上的任意一点（自然采样点也在其中）。采样点越趋近于自然采样点，其输出波形的频谱特性越好，我们可以找到两个简单的方法，使其既能接近自然采样点而又容易计算，这样是割线逼近法和切线逼近法。 这两种广义规则采样法的开关动作时刻都是由载波三角波达到计算采样点值的时刻来确定的。只不过是在经典的规则采样中由于实际采样点与计算采样点重合，所以实际采样点的值可以直接用来确定开关点，而在割线法与切线法中实际采样点与计算采样点不重合，所以需要先用实际采样点的值算出计算采样点的值后，再由此导出开关点，所以这两种方法在不增加工作量的情况下拓展了规则采样法，在计算难度增加不多的情况下，得到了二个更加接近于自然采样点逼近法。 从图形上看，自然采样点调制波是正弦波，Bowse规则采样点调制波是阶梯波，而割线逼近法和切线逼近法的调制波是由割线或切线组成的凸多边形正弦波，显然，与梯形波相比，凸多边形正弦波更接近于正弦波。 产生SPWM波形的控制电路有许多种，下面讲述有代表性的三个例子： 1）用比较器对调制波和载波进行比较，根据幅值的大小决定输出状态，当载波比N足够大时一般称为谐波调制； 2）用定时器或计数器对脉冲宽度持续计数，此法虽然与第一种调制方法不同，但是都是通过调制波来决定脉冲宽度，从而得到和载波同步的脉冲列； 3）把预先规定的脉冲宽度存储在ROM里，然后根据载波脉冲来输出，脉冲模式的决定与调制波形无关，由载波同步得到所希望的脉冲宽度。 模拟方法多用线性积分电路产生三角波，用文氏校振荡器或RC振荡器产生正弦波，然后通过比例放大器控制其幅值。。 用微型计算机程序控制，配合集成电路PWM调制器（如SLE4520集成块），用最少的元器件可以直接获得脉宽调制波。这种程控化、软件化的方法经济可靠。虽然技术问题还有待进一步开发，但确有广泛的发展前途。 这种方法介于模拟法和数字法之间。模拟法难以实现三角波与正弦波从同步，而且用的元器件多，有温度漂移，可靠性差，目前已很少应用。数字模拟混合法吸收了数字电路的优点：准确，可靠，容易实现同步，发展较快，电路所用元器件也是千变万化的，其中查表法比较典型。查表法是将正弦波或三角波一个周期分割成许多等分，计算各分点的幅值，化整为16进制的数码，依次存放在从0单元开始的EPROM存储器中，形成数据表格。一个计数器由给定的时钟驱动计数，在表格中依次查询数据，同时把查到的数据送给CMOS数模转换器。 直流电压利用率： 当调制度M=1时，三相逆变器输出线电压的幅值与直流电源电压E的比值。 SPWM三相逆变器输出电压的幅值为 ，故其直流电压利用率为 ，说明直流电压利用率不高。这是SPWM逆变器的缺点之一。 SPWM三相逆变器的直流电压利用率只有0.866，直流电压没有得到充分利用，其原因是一相电压的峰值和它相电压的反峰值之间有60°的相位差。解决这个问题的方法之一是使输出线电压在保持正弦的条件下，使调制波畸变。具体做法是使各相波形在半个周期内有60°固定在正或负担饱和点，以对其它两相进行控制，使线电压为正弦波。这种方式是在三相半波的三个桥臂中，使一个桥臂的通断状态固定不变，只调节其它两个桥臂，因此称这种调节方式为两桥臂调制或两相调制。 同步式SPWM逆变器中，采用正弦波与三角波进行比较的三相逆变器，逆变器的开关转换时间由负载相电压正弦波和载波三角波的交点决定。在实际应用中，负载往往没有中性点，因此所需要的自由度就少了一个，这时如果采用线电压控制自由度就够了，并且还多出一个自由度。适当地利用这个多出的自由度，可以得出特性更好的PWM调制法。 目前在实际应用的设备中，采用线电压控制的产品逐渐在增多，通常把这种控制方式称为线电压控制方式，与其相对