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运放稳定性连载11： 电容性负载稳定性：RISO、高增益及 CF、噪声增益（2） Tina SPICE 仿真证实了我们的 VOUT／VIN 及 VOA／VIN 一阶分析结果（如图 6.21 所示）。 图 6.21：Tina SPICE － RISO 及 CL 的 VOUT／VIN 曲线图 我们通过进行瞬态分析完成最终的稳定性全面检测，其结果与图6.22中的测算值一致。通过VOA曲线、反馈点，若输出为正则瞬态分析将测算出环路增益相位裕度约为60度，若为负值则测算大于45度（参见本系列第4部分）。SPICE 模型与实际的IC特性一致，我们可以看到负输出级与正输出级略有不同。然而，整体稳定性是可靠的。 图 6.22：Tina SPICE － RISO 及 CL 的 VOUT／VIN 瞬态分析 高增益及CF补偿 用于稳定可驱动容性负载的运算放大器的第二种方法是，采用高增益与反馈电容器CF。该拓扑如图6.23所示。为了更好地理解该方法的工作原理，我们将绘制带有第二个极点（由RO及CL形成）的“Aol修正”曲线图。在1／β图中，我们将在相对应的频率位置增加一个极点，该频率位置将导致 1/β 曲线与闭合速率为 20dB/decade的Aol修正曲线相交。 图 6.23：高增益及 CF 补偿 用一阶分析在Aol修正曲线中绘制第二个极点fp01（如图6.24所示）。我们通过添加CF在1／β图中增加了一个极点。请注意如何选择fp1才能确保1／β曲线与Aol修正曲线在闭合速率为20dB／decade时相交。使用电容器CF作为运算放大器的反馈元件，1／β的最小值经检查为1 (0dB)，原因是CF对高频短路且VOUT直接反馈到运算放大器的负输入端。通过一阶分析，我们可以测算出稳定电路，而因为直接反馈至CL故VOUT／VIN传递函数无误差。因为CF与RF的相互作用，我们测算的VOUT／VIN AC传递函数只有一个位于fp1 (8.84kHz) 处的下降单极点。该曲线将继续以 -20dB／decade的闭合速度下降直至环路增益为零的fcl处，随后VOUT／VIN将随Aol修正曲线继续下降。 图 6.24：一阶分析 － 高增益及 CF 图6.25为用于高增益及CF环路测试的Tina SPICE电路。 同样，断开运算放大器负输入端的环路有助于精确绘制Aol修正曲线。 图 6.25：Tina SPICE － 高增益及 CF 环路 1／β及Aol修正曲线如图6.26所示，两个曲线与一阶测算的第二个Aol极点fp（大致位于5.45kHz）及1／β极点fp1（大致位于8.84kHz）直接相关。请注意，1／β曲线从8.84kHz继续以-20dB／decade的闭合速度下降直到与0dB点相交，随后从0dB起保持平坦。 图 6.26：Tina SPICE － 高增益及 CF 的 Aol 修正与 1／β 曲线图 如图6.27所示，环路增益稳定性及相位裕度良好，从DC至fcl的相位大于45度，这正是我们所需要的。在fcl点的相位裕度为38.53 度。让我们观察一下闭环AC响应及瞬态分析等情况，以确定该电路是否符合我们的要求。 图 6.27：Tina SPICE － 高增益及 CF 环路增益 我们将采用图6.28中的Tina SPICE电路来进行VOUT／VIN测试。 图 6.28：Tina SPICE － 高增益及 CF 的 VOUT／VIN 电路 VOUT／VIN AC传递函数是我们用一阶分析法测算出来的，如图6.29所示。下降单极点大致位于10kHz 处，VOUT／VIN以-40dB／decade的闭合速度下降，到100Khz 点（此处的环路增益为零）后， VOUT／VIN随Aol修正曲线继续下降。在100kHz附近有一小段平坦区域，可根据具有过渡区域的Aol修正曲线图上的实际1／Beta曲线测算出本区域的位置。 图 6.29：Tina SPICE － 高增益及 CF 的VOUT／VIN 曲线 Tina SPICE瞬态VOUT／VIN分析（如图6.30 ）显示了无任何过冲或振铃 (ringing) 的稳定电路。 图 6.30：Tina SPICE － 高增益及 CF 瞬态分析 噪声增益补偿 对于稳定驱动容性负载的运算放大器而言，我们采用的第三种方法是噪声增益。该拓扑如图6.31所示。通过绘制由RO及CL形成的第二个极点的“Aol修正”曲线，我们可以了解该方法的工作原理。我们在1／β曲线上增加一个极点和零点，这样来提高高频段的1／β增益，使其超过Aol修正曲线的第二个极点的位置。1／β曲线上增加的极点 fpn 的位置由Rn及Cn设定（如图所示）。不需要计算零点fzn的位置，因为我们可以通过绘图（从fpn点开始并以 20dB／decad