PCBSPI2016XD-9选编.pptx

信号/电源完整性(SPI)分析与设计[Chapter9] 第九讲 PCB单线网损耗退化/ISI改善技术;9.0 高频损耗退化引起数据误码/电路故障;图9.1给出经长线传输损耗后的信号上升边损耗型退化。其中，除了纯粹时延?tD外，上升边拉长到1ns多。这种损耗退化将引起在0/1数据传输时的高误码率(BER)。 当时钟频率高于1GHz、传输长度超过10in时，数据误码原因主要就是这种传输线损耗退化。此时: (1) 信号幅度塌陷退化直接影响0/1的阈值判决； (2) 时序抖动妨碍0/1的判决时刻，这就是时序完整性(TI)。——这是非独立的相关性抖动！不是独立抖动！;时域的上升边退化——等价于——频域的信号高频衰减比低频时大得多。 下面分析传输线损耗的思路是： 首先，在频域中理解损耗机理；然后，再到时域中估计它对信号上升边完整性的影响 本讲主要考察的是两种损耗：导线损、介质损及其对损耗退化的影???。;9.1 损耗、ISI与眼图 若信号损耗与频率无关，即低频、高频时相同。整个信号的幅度会统一地降低，波形形状则会继续保真。图9.2表明，这种常量型衰减不会造成上升边的退化和时序抖动。;退化是指：由于信号上升边被拉长，破坏了信号正常的电平和时序。SI业界经过如下阐释，将其简记为：符号间干扰(Inter-symbol Interference，ISI) —— 如果信号上升边退化量比数据位的周期短得多，或者说如果上升边能依然保持很陡，那么—— 当前位0/1波形的电平和时序都与前面0/1数据流中的位是0还是1的经历无关！这时就不存在所谓的:—— 前面符号位造成对后面符号位的符号间干扰:ISI。;我们用图9.3解释符号间干扰(ISI)，看右图——一开始是长时间的1，接着为0，但又立即到1。这样，低电平的0就不可能降到最低。这一位0的低0电平和0.5电平时序将取决于之前符号位是0还是1的模式，这就是ISI。 图9.3 5GHz时钟驱动伪随机位流。左：上升边比位周期短得多(输入是好的)；右：上升边与位周期相当(输出变坏了)，形成了符号间干扰(ISI);ISI是指某一位0/1的波形取决于之前那位的0/1状况。以时钟上升边为采样时刻基准时，数据信号到达电平阈值的时刻也依赖于先前符号位0/1的情况。 ISI必然引起信号电平和时序不完整；从而加大误码率(BER)。 为了方便观察，人们给出图9.3A的眼图。用伪随机位流(bps流)模拟真实的输入；用时钟作为外同步触发，进行仿真/测量。用接收到的位流中每一个周期的信号去与前一个周期的信号重叠。这样，许许多多的周期被叠加在一起，外形像是睁开的眼睛，称作眼图。;图9.3A 将串行数据波形重叠所得的仿真/测量眼图。其中，眼高表征噪声；眼宽(或交叠度)表征抖动。源头可能是：反射、串扰、损耗等多因素;眼图是对ISI的间接度量。眼图的垂直高度眼高越矮，误码率BER越高。眼间水平交叠区宽度是抖动，对应眼宽。图9.4的5GHz眼图：(左) 少许损耗; (右) 损耗很大。注意：眼图中眼高、眼宽的定义有多种！;9.2 互连线中的各种损耗 当信号沿线传播时，接收端感受到五种方式的损耗(这种退化基本上都归为高频损耗。下述前三种也都与频率有关，只不过后两种“损耗大户”是本讲关注重点)： ①辐射损耗(EMI)；②串扰损耗(Crosstalk)；③反射损耗(Ringing)； ④导线损耗； ⑤介质损耗。;① EMI: 辐射损耗一般较小。但是，它在电磁干扰(EMI)中则很重要(辐射强度与频率有关，后详)。 ② 串扰：部分动态线信号能量耦合到邻近静态线上将引起动态线原本信号上升边退化(互容、互感引起的传导串扰，下讲再述)。 ③ 反射：并联容性/分支和串联感性/突变引起的高频分量反射回到源端，最终由匹配电阻器或源驱动器阻抗作衰减式消耗。;④、⑤有损线：导线损耗是由导线电阻引起的串联损耗；介质损耗是由介质材料耗散因子tanδ引起的并联有功损耗。 FR4上线宽8mil(密耳)、特性阻抗50Ω，频率高于1GHz时，介质损耗比导线损耗要大得多。在频率2.5GHz或更高速的链路中，介质损耗占主导地位。;图9.5给出5GHz时钟(T=200ps)通过理想无损线，但线中途有4个通孔焊盘(每个1pF，总共4pF)的容性负载。最终50％处上升边的退化约为0.35Z0C=70ps，几乎占位周期的一半。这种中途阻抗突变(并联容性、串联感性)对上升边的时延型退化，前讲已讨论。下面将并入这两种退化后再分析多因素对眼图的总影响。;9.3 主损耗一：导线趋肤损耗 在信号路径中，信号感受到的有功串联电阻R与导线体电阻率ρ、电流横截面积(w×t，有效t在变)、线长Len有关。设直流时电流在信号导线中均匀分布，其电阻R为：;16;17;1盎司铜的几何厚度为35μ