放大器中的负反馈.pptVIP

在深度负反馈条件下，加到基本放大器输入端的电压和电流均将趋于零，通常将vi’趋于零称为虚短路；ii’趋于零称为虚开路。 vi’ = vbe1→0, ii’ = ib1→0。由is和io在T1基极产生电流分别为is和-ioRE2/(Rf +RE2)。根据ib1 =0，得 5.3.3 深度负反馈 一、深度负反馈条件 在负反馈中，环路增益 或 称为深度负反馈 此时，反馈放大器增益 或 说明负反馈放大器的增益近似等于反馈系数的倒数，与A（AS）无关。此时A或As变化对Af或Afs无影响。 深度负反馈时，放大器输入电阻趋于无穷（串联），趋于零（并联） 放大器输出电阻趋于零（电压），无穷（电流）。 例．在满足深度负反馈条件下，试求图所示电路的源电压增益。 电流并联负反馈放大器， 再由源电流增益得源电压增益 注意！直接用反馈放大器增益公式求得的为Aifs。再根据增益转换公式求得Avfs。 二、 虚短路和虚开路 将 代入 得 表明在满足深度负反馈条件下，基本放大器的净输入信号趋于零。 由于 表明xf趋于xi,即由xo产生的反馈信号xf抵消了放大器输入信号xi. 可见在深度负反馈条件下，当输入一定时，输出只取决于反馈网络的kf，与A的大小几乎无关 5.4 负反馈放大器的稳定性 5.4.1 判别稳定性的准则 一、不自激条件 反馈放大器频率特性： 在中频区， 满足负反馈条件 在高频区，当 或 得反馈放大器自激条件 则，即使无输入信号，放大器照样有信号输出。 则反馈放大器不产生自激的条件： 或 例1 ?=??时，?T(?)=- ?, T(?)0dB ??：相角交界角频率 在?=?g时，T=0dB, |?T(?)|?； ?g：增益交界角频率 如图所示， 则满足不自激条件，则该反馈放大器不自激 放大器的T(j?)波特图 例2 在?=?g时，T=0dB, |?T(?)|?； ?=??时，?T(?)=- ?, T(?)0dB 如图所示， 满足自激条件，则该反馈放大器自激 放大器的T(j?)波特图 二、稳定裕量 要保证反馈放大器正常工作，必须使它远离自激状态 稳定裕量：反馈放大器远离自激的程度， 包含： 相位裕量： 增益裕量： 当其为正值时，放大器稳定；反之，放大器自激 当其为正值时，值越大放大器稳定；反之，为负值时，放大器自激 ??取值研究 假定相位裕量为45°的系统，反馈系数kf与频率无关 低频时 在ω=ωg附近，闭环频率响应出现一个30%的尖峰。因此，虽然此时反馈系统稳定，但阶跃响应时会出现减幅振荡波形。 假定相位裕量为60°的系统 此时频响无尖峰。阶跃响应无振荡，快速稳定。 综上，更大的相位裕度，系统更稳定，但时域响应速度也越慢。所以，工程上一般选取??为45°～60°，此时放大器稳定且响应速度也可接受。 稳定裕量的确定（放大器稳定性的判别） 将 作如图所示的 水平线 由于中频区满足深度负反馈时，反馈放大器的增益即为1/kf；所以通常将1/kf水平线称为反馈增益线 T(?g)=kfA(?g)=1 三、在幅频特性渐近波特图上判别稳定性 单极点系统无条件稳定 如图所示无零高阶系统的渐进波特图 三极点系统的渐进波特图 结论： 在多极点系统中，若?P3?10?P2,则?P2上的相角绝对值恒小于或等于135o. 当?P3不变,?P2向?P1方向靠近 则?P2上的相角绝对值向小于135o的方向减小 当?P1 、?P2不变,?P3远离?P2方向 则?P2上的相角绝对值越接近于135o 5.4 集成运放的相位补偿技术 相位补偿技术： 在基本放大器或反馈网络中添加电阻、电容等元件，修改环路增益的波特图，使得增大kf时能获得所需的相位裕量。 基本出发点： 保证中频增益不变的情况下，增大波特图上第一和第二个极点角频率的间距。 一、简单电容补偿技术 将一只补偿电容并接在集成运放中产生第一个极点频率的节点上，使第一个极点角频率自?p1降低到?d。 如图所示，极点角频率为 加上补偿电容后， 极点角频率为： ?d=1/R(C+ C?) 渐进波特图如图 A(?)/dB ? ?d ?P1 ?P2 ?P3 20lg(1/kfv) 补偿后与?P2相交的反馈增益线下移 有 即 其中AvdI为运放中频增益 当kfv=1时，相应?d用?do来表示： 将这样的补偿称为全补偿或单位增益补偿 加补偿电容后的特性曲线 ?do 例：已知一集成运放的中频增益AvdI=105，三个极点频率分别为fp1=200kHz， fp2=2MHz， fp3=20MHz，产生第一个极点频率的节点上呈现的等效电阻R1为200k?，将它接成同相放大器。为保证放大器稳定工作。采用了简单电容补偿。 （1）未加补偿前，同相放大器提供的最小增益为多大？ （2）若要求同相放大器提供的增益