第3讲数字调制解调技术.ppt

图3-19　复四相扩频解调原理框图 　　理想的扩频、解扩的第一次调制不影响第二次调制、解调的性能。扩频系统中与未扩频的常规调制、解调（第二次调制与解调）具有相同的理论性能。　　在CDMA2000以及WCDMA的扩频调制中，广泛采用CQPSK及其进一步组合改进的混合移相键控HPSK（HybridPhraseShiftKeying），其结构如图3-20所示。 图3-20　HPSK原理框图 3.4　正交振幅调制（QAM）　　为了在频带受限的信道上传输更多的数据，人们不断地研究如何提高频谱利用率。一般来说，多进制的幅度调制或相位调制都能在相同的频带宽度内提高数据传输速率。但是，随着进制数M值的增加，在信号空间中，即星座中各信号点之间的最小距离要减小，相应的信号判决区域也要减小，因而当信号受到噪声干扰时，接收信号产生错误的概率也将随之增大。为了不增加接收信号的误码率，必须增加信号的发送功率。因此，多进制调制技术之所以能提高其频谱利用率，往往是以牺牲其功率利用率为代价的。于是，提出了所谓数字调幅调相，又称为幅度相移键控（APK），它是将调幅和调相结合起来的一种调制方式。这种调制方式，在给定M和误码率条件下比PSK的功率利用率高，但设备要复杂一些，对信道的非线性也要敏感一些。 　　下面对16APK信号做一简单介绍。　　16APK的两种星座安排分别如图3-21(a)、(b)所示。为了便于比较，图（c）中还画出了16PSK的星座表示，16PSK信号只有一种幅度，即恒定包络线，没有幅度调制，但有16种相位变化；图（a）有3种幅度变化，其中两种幅度伴有4种相位变化，1种幅度伴有8种相位变化；图（b）的星座有4种幅度，4种相位变化，它们都组成具有16点的星座。其中图（a）就是16QAM信号星座。 图3-21　16APK、16QAM和16PSK星座图 (a)16APK，16QAM；(b)16APK；（c)16PSK 　　16PSK信号的最大功率与平均功率是一样的，而对于16QAM，当各信号点等概率出现时，最大信号功率与平均功率相差约2.55dB，因此，如要求在平均功率相等的条件下比较，16QAM的抗噪声性能优于16PSK。　　正交振幅调制的一般表示式为 （3.24） 式(3.24)由两个相互正交的载波构成，每个载波被一组离散的振幅{Am}、{Bm}所调制，故称这种调制方式为正交振幅调制。式中：Tb为码元宽度；m=1，2，…，M，M为Am和Bm的电平数。 　　对QAM调制而言，如何设计QAM信号的结构不仅影响到已调信号的功率谱特性，而且影响已调信号的解调及其性能。常用的设计原则是在信号功率相同的条件下，选择信号空间中信号点之间距离最大的信号结构，当然还要考虑解调的复杂性。 　　由图3-21可知，16PSK相邻信道距离 16QAM相邻信道距离 ，其中L为两个正交方向（x、y轴）上的电平数，此处L=4。D16QSM超过D16PSK约1.64dB。实际上，应该在信号的平均功率相等的条件下，对上述信号点距离进行比较。可以证明，QAM信号的最大功率与平均功率之比为1.8；而16PSK的平均功率等于最大功率（恒定包络）。所以在平均功率相等的条件下，16QAM的相邻信号距离超过16PSK的相邻信号距离约4.19dB。但即使在白噪声条件下，16QAM调制要想达到10-4的误码率，所需的信噪比也高达32dB。如直接把它用到移动通信中，所需的信噪比会更高，不太现实。因此，将QAM应用到移动通信中时，需要采取衰落补偿措施。 　　QAM的调制和相干解调框图如图3-22所示。在调制端，输入数据经过串/并变换后分为两路，分别经过2电平到L电平变换，形成Am和Bm。为了抑制已调信号的带外辐射， Am和Bm还要经过预调制低通滤波器，才分别与相互正交的各路载波相乘。最后将两路信号相加，就可得到已调输出信号y(t)。 图3-22QAM调制解调原理框图(a)调制原理框图；(b)解调原理框图 　　在接收端，输入信号与本地恢复的两个正交载波信号相乘后，经过低通滤波器、多电平判决、L电平到2电平变换，再经过并/串变换，就可以得到输出数据。　　常用的一种QAM的信号空间如图3-23所示，这种星座称为方型QAM星座。这种QAM可以看成脉冲振幅调制信号之和。为改善方型QAM的接收性能，还可以采用星型QAM星座，如图3-24所示。将十六进制方型QAM和十六进制星型QAM进行比较，可以发现，星型QAM的振幅环由方型的3个减少为2个，相位由12种减少为8种，这将有利于接收端的自动增益控制和载波相位跟踪。 图3-23　方型QAM星座(a)4QAM；(b)16QAM；(c)64QAM 图3-24　星型QAM星座