式中，为电导的i(i=0,1,2……)次谐波分量，再假设，两二极体受到的回波.doc

式中，為電導的i(i=0,1,2……)次諧波分量，再假設，兩二極體受到的回波信號電壓分別為： 式中，為回波信號電壓幅值。另外，有效中頻電流主要由回波信號的電壓和混頻管電導的基頻分量決定。根據電壓、電流、電導的關係，有： 忽略二次頻變，得： 由於兩路中頻電流在耦合端進行疊加輸出，可得中頻輸出電流為： 由此可見，該中頻電流的頻率為微波與回波信號的頻率差，即多普勒頻移量。 3.5收發天線 天線是雷達感測器中另一重要器件，其主要功能是收發電磁波：一方面將波導內的磁場轉換成無限微波信號發射出去；另一方面，接收目標發射回來的回波信號並將其轉換成波導磁場，部分雷達採用兩部天線，將接收天線與發射天線隔離開。車載裝置上的雷達感測器普遍採用的是反射面天線，本章採用最為常見的一種反射面天線——圓錐喇叭天線，如圖所示。 設計時考慮測距量程，根據法規。當車速為100km/h以上時，行車距離至少為100m。但為留一定的裕量，本設計提出實現150m測距範圍。而且微波的輻射面積要求集中，不能大於兩個車道的寬度，即7.5m左右，否則容易被旁邊的物體發射形成干擾。可以估算得雷達波的主瓣寬度約為。 式中，K為幅射面積直徑，L為量程。 根據文獻，最佳圓錐喇叭天線的設計方法有： 為圓錐喇叭天線延伸後的高，D為天線的開口直徑，為雷達波的波長，當雷達波的頻率為10.5GHz時，易知，其波長約為28.5mm。根據三角關係有： 式中，A為振盪腔體的寬邊，其長度為0.7，為天線實際圓錐段的長度。綜合式（11）到（14）可得：D=94（mm）；=98.5（mm）。再加上一段圓形轉矩形的波導介面整個天線的實際長度為122mm。 3.6 前置電路 3.6.1 發射前端電路 發射前端電路主要目的是通過對偏置電壓的控制來完成發射信號的頻率或相位的調製，而本文採用的是連續波（CW）體制雷達，不需要複雜調製電路，只需要給耿氏二極體提供一個穩定的直流偏執電壓即可。本文在電壓的輸入前端設計一個穩壓保護電路，以保證電源電壓不受高頻干擾的影響。電路如圖所示。 在圖中，電感L1和電容C1、C2構成LC整流濾波，IN4742穩壓管D1起到穩壓保護作用。 3.6.2 中頻放大器 由於混頻器輸出的信號是十分微弱的，其幅值大小大約在1mV到100mV之間，不適合遠距離傳輸。因此在設計的時候，通常將其放大後再傳輸，這就要求中頻放大器前置並緊靠混頻器。中頻放大器的具體的電路結構如圖所示。 在圖中Q1，R2和R3構成基本的共射放大；穩壓管D1起保護作用；C1隔離直流；C2和R2起到電壓負反饋的作用。 4 微波測速測距硬體模組 4.1 信號調理模組 微波雷達感測器輸出的中頻放大信號，是一個包含幅值、 頻率時間分量的正弦信號，它具有以下特點： （1）含有一個+2V的直流分量。 （2）信號微小，在相對距離為1m以下時，可獲得信號的最大幅值也僅為4V。 （3）隨著距離的改變，信號幅值的變化範圍大。 （4）信號的輸出阻抗大，容易受後級電路負載以及數位量的串連干擾，而發生嚴重的變形。 因此，需要加一個信號處理模組，在硬體上對信號進行預處理。該模組主要由隔直跟隨電路，電壓比較器，程式控制放大器和峰值檢測電路四部分組成。 4.1.1隔直跟隨電路 （1）隔直電路 隔直電路，就是隔離信號的直流部分，只獲取所需的信號的交流分量。在本系統中，由於微波雷達感測器輸出的中頻放大信號含有+2V的三極管靜態直流工作點，若不將其隔離，則在後續放大處理時會使信號發生截止，影響檢測工作的進一步進行。本文在高通濾波器後再串一電阻電容R102、C202進行濾波處理，電路如圖所示，一方面可以隔離直流分量，另一方面可以起到抗干擾的作用。 （2）跟隨電路 跟隨電路也叫電壓跟隨器，其放大倍數為1，且具有增大輸入阻抗，減小輸出阻抗，起到阻抗匹配、增強信號的穩定性的作用。 在本模組中，跟隨電路作為緩衝級，消除了後級電路負載和數位量對雷達感測器輸出中頻信號的影響，是信號的穩定性得到改善。如圖中後半部分，它由一個OP07運放構成（圖中C203、C204為供電電壓的濾波電容）。 4.1.2 電壓比較器 本文採用專用的電壓比較晶片LM393AP，將隔