19GHz 基站前端射频LNA 仿真与实现很多情况下，因为基站与移动 .PDF

1.9GHz 基站前端射频 LNA 仿真与实现 很多情况下，因为基站与移动设备不平衡连接的缘故，从基站到移动设备的信号强度和传输距离都要超 过移动设备向基站的反向传输，并且由干天线与基站间的反馈损耗，使得这种不平衡性变得更大。为了改 善这种不平衡性，扩大基站接收的覆盖面，最直接的解决方案是加装塔装放大器 TMA 或 Masthead 放大器。 而 TMA 中最重要的模块LNA(如图 1 所示)对接收的信号具有选频功能，并把选频后的信号进行低噪声放大， 使系统灵敏度增强，覆盖半径增大。 1 LNA 的设计 1．1 LNA 结构选择 通常，在 LNA 的设计中主要考虑低噪声系数(NF)、足够的增益 (G)和绝对的稳定性。对于本文 TMA 放 大器中 LNA 设计的实际技术规范要求如表 1 所示。同时要求所使用的LNA 结构满足良好的输入输出匹配， 保证 LNA 的稳定性，兼顾到功分 ／合路网络的低损耗、几何尺寸小，工作带宽内良好的相位和幅度匹配， 足够的工作带宽 (涵盖在 1．95GHz 左右)，符合 CDMA 标准上行频率。据此选择了以平衡结构为特征的 LNA 结构(如图 2)。这种平衡结构的重要特性是：它较单阶放大器的截点高出一倍，并以标准 50 Ω实现输入输 出匹配，在某一路硬件失效时电路的冗余设计可保证系统的正常运行。但通常增益减少 6dB。 为使图 2 中的LNA 模块噪声系数、截点和增益达到表 1 中的各项指标，设计漏极电流 Id=60mA。同时， 要求单个放大元件在此偏置点的工作性能达到优于表 1 的规范值。由于E-pHEMT 元件 ATF-54143 在电流 I d=60mA 下，具有最佳的截点(IP3)和最小噪声系数 Fmin 漏源极电压 Vds 为 3V 时，具有稍高的增益；偏置 是+5V 稳定电压，所需单极性+3V 电压更具有优势，因此选择其作为放大元件。 1．2 偏置及匹配网络的设计和源端接地电感处理 1．2．1 偏置及匹配网络的设计 ATF-54143 的偏置网络是根据元件的静态工作点和输入输出匹配网络设计得出。输入匹配网络则由元 件的最佳噪声反射系数 Topt 为主来决定，以求得噪声系数NF 降到最小；输出匹配则要求共轭匹配，以求 得最大功率输出，保证有足够的增益，两者都在 Smith 图上实现输入输出至 50 Ω的匹配。首先，元件的偏 置以电阻 R1 和 R2(见图 3)组成的分压器实现，分压器的电压取自漏极电压，并为电路提供电压负反馈， 以维持漏极电流的恒定，R3 为漏栅极的限压电阻。R1，R2，R3 的计算值见式(1)。 式(1)中，Ids 是所需漏极电流，IBB 是流经 R1 和 R2 所组成的电压分配网络的电流，当 IBB 至少 10 倍于最大栅极漏电流时，其值可达到 2mA,同时由VDD=5V，Vds=3V，Id=60mA，Vgs=0．56V，得至 R1=270D Ω，R2=1150 Ω，R3=30．8 Ω。 电阻R4 为低频阻性终端，使得电路工作在低频时能够提高其稳定性。电容C3 则为 R4 提供了一个低 频旁路通路，另外加入 R5 主要是给栅极加上一个限流功能 (R5大约为 10kΩ左右)，当元件工作在 P1dB 或 Psat 点附近时，这种限流作用就尤为重要。 因规范要求NF 最大值只有 1dB，为实现放大器的最佳噪声匹配，网络采用高通阻抗匹配。放大电路原 理图如图 3 所示，它的输入匹配网络由一