两个极点：一个零点.PPT

1 5.5.1 共基放大器的高频响应 5.5 晶体管放大电路的高频响应 共射(共源)放大电路的带宽由于Miller效应而减小。要想增加带宽，就应该减小或消除Miller效应。 本节将讨论的共基（共栅）放大电路能减小或消除Miller效应。 本节还会讨论射极（源极）跟随器的高频响应。 图5.20 共基极放大电路 图5.21 高频小信号等效电路 当 // 时，图5.21中 近似为短路，得到图5.22所示的高频等效电路。 从受控源左边往右看的等效阻抗可由外施电压源法求出，即 ＝ 从受控源右边往左看的阻抗（此时电压源短路），也可由外施电源法求出: 。这意味着从右边虚线往左看的单口网络可以等效为一个电流源，用 表示。当1/ Rs//RE//rb’e时 ＝ 这样，输入回路和输出回路的等效电路分别如图5.23（a）、5.23(b)所示。 5.23(a) 5.23(b) 求 决定的上转折频率 求 和 决定的上转折频率 对图5.22，用网孔分析法或节点法可得到电压增益函数: [例5.9]目的：求共基极放大器的上转折频率。 电路如图5.20所示，电路参数为V+=5V，V-＝-5V，Rs＝0.1k，R1＝40k，R2＝5.72k，RE＝0.5k，Rc＝5k，RL＝10k，CL＝15pF。晶体管参数为 ＝150，VBE(on)=0.7V，VA＝ ，Cb’e＝35pF，Cb’c＝4pF。 求该放大器的上转折频率 。 解：由直流分析可得ICQ=1.02mA，gm＝39.2mA/V，rb’e＝3.82k。 由 决定的上转折频率为 由Cb’c和CL决定的上转折频率为 （主极点频率） 如果没有负载电容CL，则 说明：共基放大电路的上转折频率fH由Cb’c决定。 从原理上看，因为共基极放大器没有Miller效应，所以它的上转折频率一般比共射极电路要高。 图5.24是一个共射－共基两级放大电路。输入信号从共射极电路（Q1）输入，Q1的输出信号作为共基极电路（Q2）的输入信号。Q2的输入阻抗很小，作为Q1的负载，从而大大降低了的Miller效应[见式（5.29）]，即大大减小了Miller电容CM，从而提高了共射极电路的带宽。 图5.24 共射—共基电路 图5.25是一个带负载的射极跟随器。其高频小信号等效电路如图5.26所示（忽略Rbb’）。图5.26中，RB＝R1//R2，RL’＝RE//RL。 5.5.2 射极跟随器的高频响应 图5.25 射极跟随器 图5.26 高频小信号等效电路 用网孔分析法或节点分析法可求得（忽略CL）： (5.42) 两个极点： 一个零点： （5.43) (5.44) (5.45) [例5.10]目的：求射极跟随器的上转折频率。 电路如图5.25所示。电路参数为V+=5V，V-＝-5V，Rs＝0.1k，R1＝40k，R2＝5.72k，RE＝0.5k，RL＝10k。晶体管参数为 ＝150，VBE(on)=0.7V，VA＝ ，Cb’e＝35pF，Cb’c＝4pF，求该电路的上转折频率。 解：由例5.9可知ICQ=1.02mA，gm＝39.2mA/V，rb’e＝3.82k。 由式（5.43）可得 由式（5.44）可得 由式（5.45）可得 由于零点和极点非常接近，它们可以近似抵消。所以fH=fH1=398MHz 说明： 1）射极跟随器的带宽远高于共射和共基放大电路，属于宽带电路。 2）由于零点的绝对值比极点的绝对值还小，所以用开路时间常数法（若不考虑零点）来计算上转折频率会不可靠。 3）若考虑负载电容CL，由式（5.43）、式（5.44）和式（5.45）可知，它只会影响其中一个极点p2，式（5.44）变为 若CL＝15pF，则fH2=132MHz; 若CL＝150pF，则fH2=35.8MHz。 此时，fH2为主极点频率，射极跟随器的上转折频率为35.8MHz，仍然比较高，这说明射极跟随器的带负载能力比较强。 * * * *