第六章：高功率因数电源.docVIP

高功率因数电源（E题） 摘要 本设计由四个模块电路构成：整流滤波，DC—DC变换部分，PFC校正和显示模块。整流滤波采用两级组成，前级为消除干扰电路，后级为整流电路。DC—DC变换部分为Boost电路。PFC校正采用UCC28019。显示模块由霍尔电流传感器及单片机共同协作完成。本设计功率因数高、抗干扰能力强为特长，具有输入电压范围宽、输出电压稳定且连续可调、过载能力强的特点。 关键词：Boost电路；功率因数，PFC校正； 一、方案论证 在本设计中，核心采用PFC校正技术，因此重点对PFC控制方案的选取进行论证。 1、DC—DC变换方案 方案一：使用PWM斩波后利用高频变压器隔离升压的方案。由于高频变压器的加工设计等问题，加工难度大，使用受到限制，而且其电压需要高频整流滤波，电压毛刺较大，电路结构复杂，线路之间的影响较大。 方案二：采用带PFC的Boost型DC—DC升压器。该电路有专用的控制芯片，容易实现，电路结构简单，同时采用PFC功率因数校正技术，功耗低，输出电压范围宽。输出电压波形中毛刺也比方案一要小。 本设计采用方案二。 2、PFC控制方案 方案一：选用TI公司的UC3854。UC3854封装引脚多，从而导致应用电路复杂，线路之间的干扰较大，因此产品的噪声较大。对焊接工艺要求较高，而且调试电路的难度较大。UC3854 组成的PFC 电路还需要调节电压放大器电流、放大器和乘法器。 方案二：选用MC33260芯片，MC33260跟随升压操作具有所需电感较小和价格便宜的优点，但由于存在潜在的EMI问题，需要一个设计精巧的输入滤波器，难度较大。 方案三：选用TI公司的UCC28019。UCC28019交流输入市电电流总谐波畸变率低，功率校正因数高，抗干扰能力强，封装引脚较少，PFC控制部分电路相对简单。只需调节一个放大器的补偿网络即可, 高压起动源直接接在高压输入端，光耦直接接到IC 的端子，不再处理放大器的补偿，前沿消隐做在IC 内部，IC 外部只有电流取样。这样的做法使设计的步骤减少了。 综合比较，选择方案三。 3、总体框架 由以上各模块方案论证，得出总体框架设计如图1-1所示,本设计核心运用了功率因数校正技术其基本原理如下： ①消除EMI干扰后，经过桥式整流、滤波得到直流电源。 ②通过功率因数校正技术控制Boost升压电路的开关工作频率。 ③利用单片机MSP430中的A/D转换，将电流、电压通过LCD显示出来。 图1－1 二、电路设计与参数计算 任务中要求负载电流最大为2A，输出电压Uo稳定在36V，由这两个条件可求出最大输出功率，因此可首先计算出最大输出功率 ＝UoIo＝2A36V=72W 最大RMS输入线电流由以下参数确定 根据以上计算，可算出最大输入电流 1、桥式整流滤波电路 本电路的目的在于从50Hz、220V的交流电压中得到直流电压。电路图及参数见附录1所示。由于MOSFET管工作时频繁的开关，因此对电路的干扰较大，在整流电路前加入EMI滤波电路，从而达到降低噪声的作用。设计中还加入了压敏电阻VAR1,当电路中回路电流过大时，压敏电阻VAR1闭合保险丝F1熔断从而达到保护电路的目的。 当输入为220V交流电压时，首先经过隔离变压器降至18V左右交流电压。再经过保护和滤波后输出端接入整流桥，整流部分选用了全波桥式整流电路，输出为直流电压。在选择二极管时，其额定正向电流必须大于流过它的平均电流ID，其反向击穿电压必须大于它两端承受的最大反向电压VRM 。由此确定整流二极管的参数。 2、Boost升压电路 本设计采用Boost升压斩波电路，计算输出电容C4，假定输出电压最低不低于30V,则可 图2－1　Boost电路见右上图 算出C4最小值　 由于C4大于或等于7738F，因此本设计中选用10000F。 计算出Boost电路中电感的值。 本设计中采用0.1mH。 3、PFC控制电路 PFC控制部分的电路设计见附录1，芯片管脚3电流信号的采集通常采用串联一个电阻，这种方案电路结构简单，成本低，开关电流通过MOSFET开关源串连的分路电阻转换为一个电压。该分压电阻从源极（地）连接到输入整流器返回引脚3。这种检测电流的方法会产生一个负电压，这对于IC而言并不理想，但方案容易实现，所以本方案采用串联一个电阻。 经计算 ，本方案用0.05。 4、连续可调输出电压电路 本设计通过编程，用单片机控制数字电位器接入电路中的阻值，从而达到输出电压连续可调的目的，同时将电压数值显示在LCD。将芯片X9312管脚5和管脚6窜连接入电路中即可实现滑动变阻器的作用如图2－2。 图2－2 图中R10 、R6、Rx（Ｘ９３１２）组成的局部电路该电路可实现输出电压在30V到36V之间连续可调，局部电如右图所示。Rx为数字位器X9312