漏电感对正激和反激开关电源的影响及设计方法.PDF

漏电感对正激和反激式开关电源的影响及设计方法 漏电感对正激和反激式开关电源的影响及设计方法 The influence and design methods of leakage inductance on forward and flyback switching power supply 1 引言 漏电感在开关电源主回路中一定存在，尤其在变压器、电感器等中都是不可避免的。过去在讨论中一般把它略而不计，设计中 更无从考虑。现在随着开关电源的单机容量和整机容量的日益提高，这个参数影响到开关电源主要的参数，例如，40A/5V 输出 的开关电源，电压损失竟达 20% ，还影响到开关电源的重量和效率。因此，漏电感问题讨论、研究已摆到日程上了。加上脉冲 电压VS （t ）到变压器线圈就产生电流，沿着铁心磁径产生闭合的主磁通Φ(t)和部分路径在铁心附近的空气中闭合的漏磁通Φσ （t ）。Φ （t ）和Φσ （t ）将在线圈分别产生感应电动势e （t ）和eσ （t ），两者之和加上电阻压降与外加电压相平衡，遵从KVL 方程。过去，一般书刊略去eσ （t ）， KVL 方程简化为Vs （t ）=Δt 。 2 反激式变换器的漏电感 反激式变换器线路如图一所示。反激工作原理可参见文献[1]。它的变压器是一定需加气隙的，这样才能使整个线路工作得到良 性循环。其等效电路如图二所示（折算到副边绕组）。 WP1 表示反激式变换器的变压器空气隙中储存的能量，该绕组电感LP1 折算到副边绕组电感L’P1 很小（≈LP1/n2 ）可以略去。 Lσ表示NP 与NS 间的漏电感；LS1 、LP1 分别表示副、原绕组的电感；Lσ 的作用很明显是延缓了副边电压电流的建立，其电 流波形见图三，引起的电压的损失（或效率的损失）如阴影部分所示。 如是副边双电压输出，存在另一绕组S2、D2 和R2 时，则其等效电路如图四所示。这时把原边和第二个副边绕组均折算至副边 的第一个绕组。 Lσ1 表示LP 与LS 间的漏电感；Lσ2 表示副边第一绕组与第二绕组间的漏电感；LS1 、L’S2 为副边第一、二绕组电感；L’S2 、U’S 、 Lσ2 为折算值，此时V0=V1’ 。两组输出电压的大小，决定于R1 、R2 及LS1 、Lσ2+L’S2 等四个方面，设t2 时开关晶体管从导 通转为截止，能量WP1 转移至LS1 、L’S2 ，电流延缓增长情形将如图五所示。 这时瞬时值 ，并按下式进行电流分配： （1） （2 ） 如果设计时，I1 为主输出电流，要求稳压精度高，I2 输出功率小，稳压精度次之，那么参数选择I1 为闭环调节量。当I1 / I2 发 生变化时，按I1 情况要求稳定电压V1 而进行调整，调整后V1 的稳压是不成问题的，但是V2 稳压精度将作出牺牲。电压损失 值可计算如下[2]： （3 ） 式中： 3 正激式变换器的漏电感 双晶体管正激式变换器主电路如图六所示。工作原理可参见文献[1]。如果副边双输出电压，假设为如文献[1]指出： VS’ 的建立， D3 的导通，受制于变压器和副边电路的漏电感。设S1、S2 关断期间，原来D4 导通，IL1 续流状态。从这一状态转变为S1、S2 导通时，D3 电流建立，相应D4 电流的减少，经过iD3 、 iD4 二者相等阶段至iD3 = IL1 时，D4 完全关断，D3 开始输出能量到 负载。第二个副绕组也有相似过程。这种输送能量的延迟，随漏感而定，一般在0.5μS 到若干μS 内就建立。但是在低电压大电 流传递时，漏感影响电流的建立非常明显，甚至占了全导通期间的相当比例。如果变压器设计太差，漏感值太大，会导致不能 输送所需电源功率。因为在关断期间大部分原边绕组储能反馈回电源VS 中，形成能量在开关管、二极管间流动，产生毫无意义 的能量损耗。这种开关工作正常，开关电源带不起负载现象的根本原因就是设计问题和变压器漏电感问题。 正激式变换器等效电路如图七所示（列方程时，忽略二极管的压降），电路是等效到主输出绕组5V 上。 Lσ1 表示原边绕组与副边主输出绕组间的漏电感；LP’表示原边绕组折算到副边主输出绕组间的漏电感；Lσ2 为主输出绕组与12V