一些基本知识零极点的概念.PDF

一些基本知识,零,极点的概念 示意图: 这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用 PSPICE 做仿真很有用,可以直接 套用此图. 单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM 方式并且滤波电容的ESR 零点频 率较低的电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿 的部分的相位达到180 度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿. 双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和 非连续方式电压型控制. 三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电 感电流连续方式拓扑. 注:2,3 中公式里面根据实际情况有些简化.一般C2C1. 首先,没有笔误存在.1/R1C1 确实一个在原点的极点. 看上图,横轴是频率轴,竖轴是增益轴,从横轴往左时(低频),增益安 20DB 升高, 往右时(高频),安20DB 减少. C1 的主要作用是和 R2 提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下 是越小越好. C2 增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰. 补偿部分的输出我觉得应该是电流,我认为下面的这种传递函数推倒更能理解 这样推导出来的零点就同你上面推导的有差别了. 环路稳定的标准. 只要在增益为1 时(0dB)整个环路的相移小于360 度,环路就是稳定的. 但如果相移接近360 度,会产生两个问题:1)相移可能因为温度,负载及分布参数 的 变化而达到360 度而产生震荡;2)接近360 度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表 现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加.如下图所示具体关系. 所以环路要留一定的相位裕量,如图Q=1 时输出是表现最好的,所以相位裕量的 最佳值为52 度左右,工程上一般取45 度以上.如下图所示: 这里要注意一点,就是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有 180 度相移,所以 留给功率部分和补偿网络的只有180度.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是 自动满足的,所以设计时一般不用特别考虑.由于增益曲线为-20dB/decade 时, 此曲线引起的最大相移为 90 度,尚有90 度裕量,所以一般最后合成的整个增益 曲线应该为-20dB/decade 部分穿过 0dB.在低于 0dB 带宽后, 曲线最好为 -40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部 分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率. 四, 如何设计控制环路? 经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计. 我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路 设计一般由下面几过程组成: 1) 画出已知部分的频响曲线. 2) 根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB 频率. 3) 根据步骤 2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的 曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线. 上述过程也可利用相关软件来设计:如pspice, POWER-4-5-6. 一些解释: 已知部分的频响曲线是指除 Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上 是相加. 环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可 能大于1/2 Fs; b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ 随输入电压,负载,电感量大 小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补 偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提 供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的 1/6-1/10 五,反激设计实例. 条件: 输入 85-265V 交流,整流后直流 100-375V 输出 12V/5A 初级电感量 370uH 初级匝数:40T,次级:5T 次级滤波电容1000uF X 3=3000uF 震荡三角波幅度.2.5V 开关频率100K 电流型控制时,取样电阻取0.33 欧姆 下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小 LC 前面. 如果取样点在小LC 后面,由于受LC 谐振频率限制,带宽不能很高. 1) 电流型控制 假设用3842,传递函数如下 此图为补偿放大部分原理图.RHZ 的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一 般取带宽为其频率的 1/4-1/5,我们取 1/4 为8K. 分两种情况: A) 输出电容ESR 较大