100千赫MOSFET感应加热电源的电路设计参考.doc

100千赫MOSFET感应加热电源的电路设计 摘要——本文关注的是一个匹配电路设计，该电路为并联谐振感应加热负载提供的全桥电流反馈MOSFET逆变器。 电路的工作原理进行分析，并介绍一种滤波器，用于抑制在寄生电感和漏源电容之间振荡，同时也指明了如何对过滤器组件进行选择。 感应加热技术具有广泛的应用，使用的电源频率从50赫兹到几兆赫。感应加热电源的功率水平和工作频率范围关系显示于图 1。 图1、感应加热电源应用的功率大小和工作频率的关系 近年来，在静态技术的进步所带来的发展，电动交流发电机，磁电倍频器被更有效和更便宜的晶闸管逆变器所替代。晶闸管逆变器现已运用于频率为50千赫以上的场合中，电子管振荡器电源在感应加热应用中仍然占主导地位 功率MOSFET的出现，导致了高频率的静态电源飞速发展，将成为电子管振荡器未来的取代产品[3]。功率MOSFET的高频性能、驱动功率低的特性，可并联相对比较容易产生高功率的单位。但是，如果要开关损耗最小化，晶体管必须具备快速切换率，并且当设备于高功率单元并联时，可以对最小寄生电感取得实际有效的限制。以上两个因素造成电感产生电压尖峰，电感和漏源电容之间产生额外的振荡，这是关键问题所在。如果要生产出优秀成功的晶体管感应加热电源，理解振荡产生原因，掌握并发展减少静态电路不利影响的方法是至关重要的。 MOSFET只有少量的功率损耗（一个500- V 8A 的MOSFET通常为60瓦），这样一矩形开关配置必须具备快速切换时间，由此才能有较低的开关损耗。 图2所示的是想并联谐振感应加热负载提供的全桥电流反馈逆变器的电路结构。流经储能电路的iL的电流波形如图3所示。储能电路具有高Q值，因此它两端的电压波形近视为正弦，每个MOSFET两端的电压也应该是一个理想的对应的半正弦波。对iL波形可以用傅里叶级数表示： （Where—其中） 当所有开关接通时，重叠期间必须防止阻塞器开路。如果阻塞器和MOSFET的功率损失足够的小，可以认为是微不足道的，那么可以忽视频率高出基本频率值的那部分，储能电路功率可以表达为： 图2、基本的电流反馈逆变器 图3、储能电路iL的波形 其中，是储能电路两端的电压峰值，并且 是阻塞器中的电流。 上述5千瓦的逆变器样机拓扑已建成。每个开关示意图如图2所示，并由两个并连的晶体管来实现（类型IRF450）。该晶体管的（在100℃外壳温度）最大电压电流值分别为500 V和8A，对于开关频率为125千赫的电路，最大功率输出的计算为： 最大功率= 为使输出功率最大，逆变器需要提供储能电路一个阻抗，阻抗值的计算为： 对于5kw供应，这意味着提供一个阻值为的阻抗 当MOSFET开关关闭时，寄生电感储存的能量将转移到两个MOSFET器件S1的漏源电容，流过CT和MOSFET固有的寄生二极管。典型的波形如图4所示。可以看出，振荡通过每个MOSFET漏源极两端，而没有在出现的储能电路。 为了降低MOSFET两端产生的电压尖峰，可以使用一个电阻电容缓冲器。但在100千赫的频率下，损耗是相当大的，例如，一个10nF的电容与1电阻串联，会导致6.25瓦特损耗，电阻器的发热提取和电阻的安装问题，，使其连接线较短，电感较低。选择一个齐纳二极管钳位电压峰值MOSFET的将不得不为的钳位电压比正常运行时的振荡电流额定值更低的反向耐压可能的水平。。这个比例通常为1:5。齐纳管钳位存在保持导线长度短的问题，就想钼氧化物压敏电阻器使用一样。 如果单独使用一个电容，其值必须保持自身及典型寄生电感的谐振频率，低于最低的振荡电流谐波频率。在振荡电流通过的电路中插入滤波器ZF，看起来像高频寄生电感感应产生的高频谐波，接在MOSFET两端的电容的尺寸要适当减小。 这形成一个抑制方法，包含由过滤器和电容器的阻断系列。这样做的好处是，在过滤器使用时，这种方法是不可缺少的无损高Q值组件。在电容和MOSFET要求导线长度短，这并不困难。与振荡电流路径中的其他电感相比，这些导线的电感必须是很小的。对于其他的抑制方法，这指的仅仅是寄生电感，但对如上所述过滤器ZF，导线电感应当比过滤器的有效电感要小。 滤波器ZF的目的是要维持承受本身的电压尖峰，从而保持该电压尖峰远离MOSFET器件。滤波器ZF需要对开关频率有最低阻抗，同时对高频率的谐波有最大阻抗。如果ZF是有效地做到这一点，它不应该包含电阻成分和Q值较高的有效成分。串联谐振电路将满足以上特定的共振频率，其谐振频率的大小在开关频率值附近。串联谐振电路的组件是C和L。 在电流反馈逆变器，开关S1和S2，S3可能在不同的时间导通，这是因为驱动电路元件特性的不同、，MOSFET本身的特性，或驱动器电路与MOSFET之间导线长度的细微差别引起的。这将导致直流成分的产生和对电容C进行充电，直到超过其击穿电压，