第十一讲 数字基带传输(第4-5节).ppt

Ck = ak + ak-1 称为相关编码。 预编码：为了避免因相关编码而引起的差错传播问题，可以在发送端相关编码之前进行预编码。 相关编码：把预编码后的{bk}作为发送滤波器的输入码元序列； 模2判决：若对上式进行模2处理 对接收到的Ck作模2处理便得到发送端的ak ，此时不需要预先知道ak-1，因而不存在错误传播现象。这是因为，预编码后的信号各抽样值之间解除了相关性。 预编码：为了避免因相关编码而引起的差错传播问题，可以在发送端相关编码之前进行预编码。 相关编码：把预编码后的{bk}作为发送滤波器的输入码元序列； 模2判决：若对上式进行模2处理 对接收到的Ck作模2处理便得到发送端的ak ，此时不需要预先知道ak-1，因而不存在错误传播现象。这是因为，预编码后的信号各抽样值之间解除了相关性。 此例说明，由当前值Ck可直接得到当前的ak ，错误不会传播下去，而是局限在受干扰码元本身位置 图(a) － 原理方框图 图(b) － 实际系统方框图 相关编码是为了得到预期的部分响应信号频谱所必需的。 注意，式中ak和 bk已假设为L进制，所以式中“+”为“模L相加”。 这正是所期望的结果。此时不存在错误传播问题，且接收端的译码十分简单，只需直接对Ck按模L判决即可得ak。. 从表中看出，各类部分响应波形的频谱均不超过理想低通的频带宽度，但它们的频谱结构和对邻近码元抽样时刻的串扰不同。称为双二进制编码信号。 目前应用较多的是第Ⅰ类和第Ⅳ类。第Ⅰ类频谱主要集中在低频段，适于信道频带高频严重受限的场合。第Ⅳ类无直流分量，且低频分量小，便于边带滤波，实现单边带调制，因而在实际应用中，第Ⅳ类部分响应用得最为广泛。二进制时，称为变型双二进制编码信号。 第I类和IV类的抽样值电平数比其它类别的少，这也是它们得以广泛应用的原因之一，当输入为L进制信号时，经部分响应传输系统得到的第Ⅰ、Ⅳ类部分响应信号的电平数为（2L-1）。 0类响应系统实际上是全响应系统。 由于信道变化的复杂性，系统的设计无法完全消除码间串扰，需要作进一步的处理，来减少剩余的码间串扰。 实际实现方法：密集抽样；；计算存储；数字波形；相加取低通。 IS-95 CDMA数字波形成型 部分响应系统 将这3个部分用一个基带总传输函数H(f)表示：但这只确定了发、收滤波器的总特性，尚有自由选择GT(f)和GR(f)的余地。 GT(f)和GR(f)的选择由加性噪声的影响最小来选择，即对于加性噪声，接收滤波器GR(f)输出信噪比最大。 但是若传输系统的输入为冲激脉冲，只确定了发、收滤波器的总特性，尚有自由选择GT(w)和GR(w)的余地。 GT(w)和GR(w)的选择由加性噪声的影响最小来选择，即对于加性噪声，接收滤波器GR(w)输出信噪比最大。 如何才能达到误码率最小？ 现在，将分析在H(f)按照消除码间串扰的条件确定之后，如何设计GT(f)和GR(f)，以使系统在加性白色高斯噪声条件下误码率最小。 上式中已经假定C = 1。 以上两式就是最佳基带传输系统对于收发滤波器传输函数的要求。 这样就得到了理想信道下最佳基带传输系统。 下面分析该最佳基带传输系统的误码性能。 以多点平基带传输为例，其中d为相邻电平间隔的一半，如下图所示。 各电平出现的概率相等，序列符号统计独立。 L ＝ 8。 * 在接收端抽样判决时刻，若噪声值不超过d，则不会发生错误判决。 式中，?是噪声的抽样值，而P(| ? |d)是噪声抽样值大于d 的概率。 现在来计算上式中的P(| ? |d) 式中，?是噪声的抽样值，而P(| ? |d)是噪声抽样值大于d 的概率。 现在来计算上式中的P(| ? |d) 由于接收滤波器是一个线性滤波器，故其输出噪声的统计特性仍服从高斯分布。 误差函数和误差互补函数 L进制多电平信号的误码率曲线：由此图可见，当误码率较低时，为保持误码率不变，L值增大到2倍，信噪比大约需要增大7dB。 如果信道为非理想信道，如何设计最佳基带传输系统？ 实际系统中，信道的特性Cf)只能获得某种条件下的估计结果，或统计意义的信道特性，同时信道的特性有时还会具有时变的特性，因此理论上设计出的无ISI的基带传输系统在实际中仍然会存在ISI。 从上述分析得知，在非理想信道条件下，最佳接收滤波器的传输特性应该是传输特性为GR?(f)的匹配滤波器和传输特性为T(f)的均衡滤波器级联。 综合起来得到… 部分响应系统的目的是能使频带利用率提高到理论上的最大值，同时又可以达到加速传输波形尾巴的衰减和降低对定时精度要求的目的。 部分响应系统的目的是能使频带利用率提高到理论上的最大值，同时又可以达到加速传输波形尾巴的衰减和降低对定时精度要求的目的。 * 4.5 最佳基带传输系统 何谓最佳基带传输系统？