高效率开关稳压电源.doc

开关稳压电源 摘要 本系统以C8051F120为核心，电压可预置，步进电压为1V，输出电压范围为30V到36V，输出电流为0-2A。可显示预置电压，实测电压，实测电流，实测效率。该系统主要由最小单片机系统，PWM信号控制芯片TL494，开关电源升压主回路，A/D以及D/A组成。系统通过键盘预置电压值送给TL494形成闭环反馈回路，采样0.1欧姆电阻上的电压间接推算出电流并显示。本系统具有调整速度快，精度高，电压调整率低，负载调整率低，效率高，无需另加辅助电源板，输出纹波小等优点。 关键词：C8051F020；TL494；开关电源；boost电路。 一、方案论证与比较 DC-DC变换有隔离和非隔离两种。输入输出隔离的方式虽然安全，但是由于隔离变压器的漏磁和损耗等会造成效率的降低，而本题没有要求输入输出隔离，所以选择非隔离方式，具体有以下几种方案： 方案一：并联开关电路形式。并联开关电路原理与串联开关电路类似，但此电路为升压型电路，开关导通时电感储能，截止时电感能量输出。只要电感绕制合理，能达到题目要求的30--36V，且输出电压Uo呈现连续平滑的特性。（见图1）?????????????????????????????? ?图1 并联开关电路  图2串并联开关电路 方案二：串并联开关电路形式。实际上此电路是在串联开关电路后接入一个并联开关电路。用电感的储能特性来实现升降压，电路控制复杂。（见图2） 由于本题只需升压，故选择方案二。 1.2 控制方法的方案选择 方案一：采用单片机产生PWM波,控制开关的导通与截止。根据A/D后的反馈电压程控改变占空比，使输出电压稳定在设定值。负载电流在采样电阻上的取样经A/D后输入单片机，当该电压达到一定值时关闭开关管，形成过流保护。该方案主要由软件实现，控制算法比较复杂，速度慢，输出电压稳定性不好，若想实现自动恢复，实现起来比较复杂。 方案二：采用恒频脉宽调制控制器TL494，这个芯片可推挽或单端输出，工作频率为1--300KHz，输出电压可达40V,内有5V的电压基准，死区时间可以调整，输出级的拉灌电流可达200mA，驱动能力较强。芯片内部有两个误差比较器，一个电压比较器和一个电流比较器。电流比较器可用于过流保护，电压比较器可设置为闭环控制，调整速度快。 鉴于上面分析，选用方案二。 1.3系统整体框图 系统总体框图如图3所以。 图3 系统整体框图 1.4提高效率的方法及实现方案 （1）选择合适的开关工作频率 为降低开关损耗，工作频率不宜过高，为避免产生噪声，工作频率不应在音频内。综合考虑后把开关频率选定在40kHz。 （2）Boost斩波电路中开关管的选取 电力晶体管耐压高、工作频率低、开关损耗大；电力场效应管耐压低、开关损耗小、工作频率高。后者符合电路要求。 （3）Boost斩波电路中二极管的选取 本电路工作频率高、电压低，对二极管的开关速度要求高。对反向耐压要求高。与快速恢复二极管相比，肖特基二极管正向压降更小、恢复时间更短；反向耐压也已经满足要求。故选择肖特基二极管。 （4）Boost斩波电路中电感的选取 由于电感工作在I类状态，电流有很大的直流分量，为了防止电感饱和，磁芯需加气隙。由于系统总功率大于120W，需要大容量的磁芯和较大截面积的导线。故使用EE42型磁芯和漆包线绕制。 （5）控制及保护电路 MCU选用低功耗单片机c8051f120；显示用低功耗LCD；控制及保护电路的供电采取了降低功耗的措施。 二、理论分析与参数计算 2.1主Boost电路器件的选择与参数计算 Boost升压电路包括MOS管驱动电路和Boost升压基本电路，如图4所示。 图4 Boost升压电路 当DC-DC=15V，=36V，=2.5A时，==90W。效率η取75%，故=/η=120W，=/U2min=8A。 1）开关场效应管以及肖特基二极管的选择 当MOS管导通时，电流流过MOS管,肖特基二极管承受方向电压；当MOS管关断时，电流流过肖特基二极管，MOS管承受正向电压。比最大值各留一倍的余量，故MOS管（肖特基二极管）的IDmax（IO）≥16A,U(BR)DSSU(RRM)≥72V。 IRF540的IDmax==28A,U(BR)DSS=100V；5822的IO=80A，URRM=40V，均满足电路要求。 （3）电感的参数计算 ①电感值的计算： 式中，m是脉动电流与平均电流之比，取0.25,；开关频率=40kHZ；输出电压UO=36V时，Ln=263.5H，取265H。 ②电感线径的计算：流过电感的最大电流IL=8A，取电流密度=4A/mm2， 线径为，则由可得=1.60mm。由于工作频率为40kHZ，需考虑趋肤效应，制作中用多股细线并绕，