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串联谐振和并联谐振回路的比较 【例5】某接收机由高放、混频、中放三级电路组成，如图所示。已知混频器的额定功率增益GPA2=0.2，噪声系数NF2=10dB，中放噪声系数NF3=6dB，高放噪声系数NF1=3dB。若要求加入高放后使整个接收机总噪声系数降低为加入前的1/10，则高放的额定功率增益GPA1应为多少？ (设本振产生的噪声忽略不计)。 谐振回路 2、噪声系数的计算公式 而根据额定功率增益的定义，上式还可表达成 为便于分析与计算，不考虑实际负载大小，仅考虑最佳情况用额定功率代替实际功率，则噪声系数可以写成： 则： 放大器内部噪声额定功率 故： 当NF=1时，PnAn=0。为理想无噪声网络。 输出噪声额定功率： 输入噪声额定功率： 放大器内部噪声额定功率 由于： 3、级联噪声系数 则两级放大器总噪声系数为： 设两级具有相同通频带的放大器其噪声系数分别为NF1、NF2，额定功率增益为GpA1、GpA2。 PnAo＝PnAi GpA1 GpA2＋PnAn1 GpA2＋PnAn2 PnAn1＝（NF1-1）.GpA1.k.T0.BW PnAn2 ＝（NF2-1）.GpA2.k.T0.BW 则总的输出噪声额定功率由以下几部分组成： PnAn1和PnAn2分别是第一级和第二级的内部噪声额定功率 由于： 则对于n级放大器，其总的噪声系数为： 结论：为了减小噪声系数，需降低前级（尤其是第一级）的噪声系数，增加前级（尤其是第一级）的额定功率增益。 4、无源四端网络的噪声系数 故： 无源四端网络可以看成是一个电阻，其输入噪声功率和输出噪声功率相同。 (1)自耦变压器电路 1. 纯电感或纯电容阻抗变换电路 由于两种情况都只有电阻消耗能量则有： n≤1 ， 对回路影响减弱； 设初级线圈与抽头部分次级线圈为匝数之比：N1:N2=1:n n定义为接入系数 则： (2) 变压器阻抗变换电路 其中：N1:N2=1:n (3)电容分压式电路 其中： C1 C2 RLs 1 3 2 C1 C2 R’L C Rs L C1 C2 RL 1 2 3 证明：RL与C2的并联转换为串连 当 时，可得 再把RLS与C1、C2串连转换成并联 式中 由于 所以 RL′RL , 其接入系数为： (4) 电感分压式电路 其中： 例2 其与自耦变压器的区别：L1和L2各自屏蔽，没有互感耦合 例2：如图所示并联谐振回路，信号源与负载是部分接入。已知：Ｃ1=5pF，Ｃ2=15pF，Ｒs=75 Ω，ＲL=300Ω, 为了使电路匹配，即负载RL等效到LC回路输入端的电阻RL’=RS . N1 N2 求：线圈初次级匝数比N1：N2应该是多少？ RL” RL’ 见书P13 结论：一般地，阻抗变换时，由回路的低端折合到高端（部分接入到全接入）电阻增加，即除以n2（因为n通常不大于1）。反之，乘以n2。计算这类题目时，要特别注意所有负载对Q值、通频带等参数的影响。 注意：四种阻抗变换电路特点 n都是近似值； 在较宽频 率范围内实现阻抗变换； 2 LC选频匹配网络 对于理想的阻抗变换，即在频率很窄的范围内实现阻抗变换，一般可采用LC 选频匹配网络。 LC相频匹配网络有倒L型、T型以及π型等形式，这里以倒L型为例，说明其选频匹配原理。 倒L型网络由两个异性电抗元件X1、X2组成。 第一种情况 倒L型阻抗匹配网络 实际负载 等效负载 串并转换： 谐振时： 结论：这种电路可以在谐振频率处增大负载电阻的等效值。 选频匹配网络的电抗值为： 并串转换 谐振时： 可以求得选频匹配网络的电抗值为： 结论：这种电路可以在谐振频率处减小负载电阻的等效值。 第二种情况 选频匹配网络特点： 对于倒L型网络，需要求出两个元件，故需两个条件： 实际负载——等效负载 谐振频率 对于T型或者π型网络，需要求出三个元件，分析方法类似，只是需要三个条件。 适合分析对于窄带信号的较为精确的阻抗变换。 例3 :已知某电阻性负载为10Ω，请设计一个匹配网络， 使该负载在20 MHz时转换为50 Ω。如负载由10Ω电阻和0.2μH电感串联组成，又该怎样设计匹配网络? 解：匹配网络使负载值增大，故采用如图所示的倒L型网络。 实际负载 等效负载 选频匹配网络的电抗值求得元件参数值为： 因设计要求L2=0.2uH0.16uH，故需要一个串联电容来抵消部分电感量 0.2uH电感在20M时的电抗值为 LC串并联电路可以完成以下几点功能： 小 结 （1）LC并联电路的选频特性可以在高频电路里作为