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单元十七输出级放大器17
單元十七器
一. 相關原理
輸出級放大器根據加入輸入訊號時,所產生的集極電流波形或電晶體導通角度加以區別,可分為A類、B類、C類和AB類放大器,如圖17-1所示。A類、B類和AB類放大器可當做音頻放大器的輸出級,而C類
(a) A類放大器 (b) B類放大器
導通角度:(=360o 導通角度:(=180o
(c) AB類放大器 (d) C類放大器
導通角度:180o<(<360o 導通角度:(<180o
圖17-1 輸出級放大器的分類
放大器則用於射頻放大器之輸出級。本單元將針對一般電子學所探討之音頻放大器輸出級的A類放大器、推挽式( Push-Pull )B類放大器與AB類放大器加以探討。
實習17-1:A類放大器
一. 相關原理
圖17-2為共射極放大器電路,乃A類放大器的一種:串聯負載式A類放大器,因電容耦合之故,其直流偏壓電路如圖17-3所示,分析此偏壓電路可得:
( 17-1 )
VCE=VCC-IORL ( 17-2 )
調整R1的值即可改變IB及工作點(IC,VCE)的位置。調整R1使工作點位於線性放大區的中間,以便輸出訊號可得最大不失真波形。
令負載RL兩端的電壓為Vout,且Vout=VCC-VC,IO=Vout(RL,因此可得電源提供之消耗功率Pi(dc)與負載直流功率PL(dc)分別為
( 17-3 )
( 17-4 )
交流分析時,電晶體以小訊號等效電路替代,圖17-4為圖17-2之小訊號交流等效電路,忽略rO效應,分析電路可得:
iO=iC=gm((
因
圖17-2 A類放大器 圖17-3 A類放大器偏壓分析
圖17-4 A類放大器之交流小訊號分析
故 ( 17-5 )
交流功率輸出為PO(ac),可表示成
( 17-6 )
其中(Opeak為輸出交流訊號(O之峰值。iOpeak為iC電流中交流訊號之峰值。
功率轉換效率(定義為
( 17-7 )
為了使輸出訊號有最大不失真振幅,工作點通常被設計於負載線中央,故Vout=VCC-VC=1/2 VCC,且輸出訊號最大振幅(Opeak=1/2 VCC,則將( 17-3 )式之與( 17-6 )式之代入( 17-7 )式中,可得到
( 17-8 )
此串聯負載式A類放大器功率轉換效率最大可達25%。
串聯負載式A類放大器效率低之主要原因為負載本身消耗了直流功率( PO(dc)=IO2RL ),而此直流功率對放大器而言是種浪費,並且若負載RL為喇叭,更會產生不良效果。改善之道可將負載RL改接一個輸出變壓器( OPT ),藉著OPT將直流成份隔絕,同時藕合交流成份到負載RL上,且可作為阻抗匹配之用,如圖17-5所示。
假設變壓器為理想變壓器,一二次側線圈比為n=N1/ N2,則一次側( 電晶體側 )等效阻抗RL’=n2RL。因變壓器之一次側對直流而言,電阻近於0,故直流負載線為垂直線,交VCE軸於VCC處。由於變壓器是阻抗匹配元件,適當的線圈數比,可得理想之交流負載線,根據最大功率傳送定理,當交流負載線交VCE軸於2VCC處,交IC軸於2VCC/RL’點時,可得最大功率輸出,而交流負載線的斜率是-1/RL’,與直流負載線交於工作點Q上,如圖17-6所示。由於變壓器線圈為電感性,可儲存能量,故集極瞬間最大電壓可達2VCC,但前題必須是2VCC<BVCEO。此時(17-6)式中,(Opeak=1/2 (Op-p=VCC,故
( 17-9 )
( 17-10 )
則變壓器耦合A類放大器之最大功率轉換效率為
( 17-11 )
顯然此效率比串聯負載式高許多。
圖17-5 變壓器耦合A類放大器
圖17-6 變壓器耦合A類放大器輸出特性曲線
二. 實習步驟
工作一:串聯負載式A類放大器
(1) 按圖17-2所示接妥電路。
(2) 調整可變電阻VR( R1 )使得VCE=1/2 VCC=6V,記錄此時的可變電阻VR值於表17-1中。
(3) 以示波器DC檔或三用電表DCV檔量測並記錄電路的直流偏壓VB,VC與VE於表17-1中。
(4) (i由函數產生器提供一個(100mV,1kHz的正弦波( (i的大小以使(O的輸出波形不失真為原則 ),以示波器AC檔觀測並記錄(i與(O波形於表17-1中,並繪出轉換特性曲線( 亦可直接由示波器的X-Y模式,以李賽圖得之;此時需注意放大器組態與其輸出入波形間相位差關係 )。
(5) 以數位電表或三用電表ACV檔量測RL兩端的電壓,記為(Orms;以DCV檔測量RL兩端的電壓,記為Vout;記錄(Orms、Vout及電源功率損耗,交流功率輸出,負載直流功率,與功率轉換效率於表17-2中。
(6) 由步驟(5)所求得之A類放大器功率轉換效率(很低,其功率主要散逸在何處?為
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