幅度调制和解调电路的设计.doc

题目：幅度调制和解调电路的设计 调制信号：S1＝ 载波信号：S2＝ 设计要求： 明确设计任务要求合理选择设计方案，分析原理依据并进行参数计算和Multisim仿真。 解：本次设计采用普通调幅，使用丙类功放的集电极进行调制，解调时采用包络检波法。 电路图如下： （一）集电极调幅的工作原理 集电极调幅就是用调制信号来改变高频功率放大器的集电极直流电源电压，以实现调幅。它的基本电路如图10-1所示。 由图可知，低频调制信号与直流电源VCC相串联，因此放大器的有效集电极电源电压等于上述两个电压之和，它随调制信号波形而变化。因此，集电极的回路输出高频电压振幅将随调制信号的波形而变化。于是得到调幅波输出。 图10-2（a）为Ic1m、ICO随VCC而变化的曲线。由于，，，因而可以从已知的ICO,Ic1m得出PD、P0、PC随VCC变化的曲线，如图10-2(b)所示。由图可以看出，在欠压区，VCC对Ic1m与P0的影响很小。但集电极调幅作用时通过改变VCC来改变 Ic1m与P0才能实现的。因此，在欠压区不能获得有效的调幅作用，必须工作在过压区，才能产生有效的调幅作用。 集电极调幅的集电极效率高，晶体管获得充分的应用，这是它的主要优点。其缺点是已调波的边频带功率P（ω0±Ω）由调制信号供给，因而需要大功率的调制信号源。 电路 电路图如图10-3所示Q3和T6、C13组成甲类功放，高频信号从J3输入；Q4、T4、C15组成丙类高频功放，由R16、R17提供基极负偏压，调整R16可改变，丙类功放的电压增益，R18~R21为丙放的负载。 信号从J5输入，经集成运放LM386放大之后通过变压器T5感应到次级，电压与电源电压VCC串联，构成Q4管的等效电源电压VCC(t)=VCC+，在调制过程中VCC（t）随调制信号的变化而变化。如果要求集电极输出回路产生随调制信号规律变化的调幅电压，则应要求集电报电流的基波分量Icm1、集电报输出电压随而变化。由荡振功放的理论可知，应使Q4放大器在Vcc(t)的变化范围内工作在过压区，此时输出信号的振幅值就等于电源供电电压VCC(t);如果输出回路调谐在载波角频率ωo上，则输出信号为： 从而实现了高电平调幅。 判断功放的三种工作状态的方法： 临界状态 VCC—Vcm= VCES 欠压状态 VCC—VcmVCES 过压状态 VCC—VcmVCES 式中 Vcm各集电报输出电压的幅度，VCES为晶体管和压降。 调幅度ma=(单音调制） （二）.包络检波????? ???? 因UAM经由非线性器件后输出电流中含有能线性反映输入信号包络变化规律的音频信号分量（即反映调制信号变化规律）。所以包络检波仅适用于标准调制波的解调。1、串联型二极管峰值包络检波器?????① 电路与原理 ?? 电路由二极管D和 RLC 低通滤波器相串接构成。输入US 时,通过D的电流 i 在 RLC 电路产生平均电压UAV ,该电压又反作用于D上（称平均电压负反馈效应），影响通过二极管的电流。若 Us=Vcm(1+MacosΩt)cosωCt则 UAV=ηdVcm+ηdMaVcmcosΩt=VAV+Uav ?其中 Uav∝UΩ所以实现了线性检波。 电容两端存在锯齿脉冲电压 U0 称未滤净的残余高频电压，UAV 输出平均电压反映了包络变化规律。 二极管的导通角φ很小（）,所以动态平衡时它工作在信号峰值附近。 检波性能与 RLC 时间常数相关，RLC 愈大U0愈小，UAV 愈大检波性能愈好。 ?② 检波指标 检波效率 ηd=UAV/Vm（t）=cosφ≈1 输入电阻 从能量观点来看：????????????????????????? Pi=Vm2/2Ri??? PL=VAV2/RL????????????????????????? Pi≈PL? , Vm≈VAV????????????????????????? ∴Ri=RL/2 非线性失真a) 惰性失真 当输入为调幅波时，过分增大 RL 和 C 值，致使二极管截止期间 C 通过 RL 的放电速度过慢，在某 t1 时刻跟不上输入调幅波包络的下降速度。输出平均电压就会产生失真，称惰性失真。 为避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期内,使 C 通过RL 的放电速度大于或等于包络的下降速度。单音调制时不产生惰性失真的条件，为兼顾检波性能，工程上取 结论：Ma 和 Ω 越大，包络下降速度越大，不产生惰性失真所要求的 RLC 值也须越小。在多音调制时，作为工程估算，Ma 和 Ω 均应取最大值(即) b)负峰切割失真 原因：检波器与下级电路连接时，一般采用阻容耦合电路。Cc为隔值电容，对 Ω 呈交流短路，Cc 两端电压为VAV 。Ri