CMOS带隙基准源.doc

2.3 带隙基准源的温度补偿方法 由上一章可知，带隙基准电压源的一阶补偿技术主要是通过一个与热电压成 比例的正温度系数电压VT 来抵消二极管基极-发射极电压VBE 的负温度系数。但是 VT 是温度T 的线性函数，VBE 是包含温度T 的高次项的复杂函数。文献[6]中对VBE 的温度特性进行了深入的分析，总结出VBE 的温度表达式为 其中G V 是硅的带隙电压，η 是硅迁移率的温度常数， r T 是参考温度。由于集电极电流IC 是与温度成正比的，因此一阶补偿的带隙基准电压VREF 可表示为： 调整参数K 可使VREF 的温度系数达到最小。而式中G V 的温度特性由文献[7]中的最精确模型给出： 其中a,b,c为根据经验在不同温度条件下给出的不同参数。由式（2-12）式（2-13）可知，VBE 是包含温度T 的高次项的复杂函数。因此，即使在一阶补偿下，基准电压仍会存在温度漂移现象，这是一阶补偿的固有现象，故在一定温度范围内采用一阶补偿不能达到所要求的温度系数范围， 要获得高性能的带隙基准电压源，就必须使用各种曲率校正的方法来抑制VREF 的变化。近年来，为了在一阶补偿的基础上增加基准源的温度稳定性，产生了一些曲率校正的方法，例如文献[8]中提出了二阶温度补偿的方法、文献[9]中提出了VBE 线性化方法、文献[10]利用不同材料电阻的相异温度特性进行曲率校正、文献[11]中提出的指数温度补偿的方法等。下面将分别介绍这几种曲率校正的方法。 2.3.1 二阶曲率补偿 基准没有经过二阶曲率补偿是由于忽略了VBE的高阶项，实际上VBE跟温度的 关系式如式（2-14）所示： 其中， V G0是半导体材料在绝对零度时的带隙基准电压;q 是一个电子电荷;n 是工艺常数;k 是波尔兹曼常数;T 是绝对温度; IC 是集电极电流; V BE0 是温度在T0 时基极-发射极电压。由此看见VBE 的高阶项并不为零，因此一阶补偿的基准并不能真正使得基准的输出电压与温度T 无关，而是一条近似的抛物线，温度对输出的影响一般在20 ~ 30×10?6 /℃右，幅度大约为3~5mV。这在对基准温度特性要求不高的应用中能够满足要求，但对于高精度要求的场合，就需要对该曲线进行二阶曲率补偿，以求得到更好的温度特性。 将式（2-14）对温度T 求偏导可得: 其中：η (T)是需要补偿的部分，且η (T)随着温度的升高会增大，即VBE会随着温度的升高而减小，因此可通过对η (T)进行补偿来减小VBE的变化率。 如图2.4 所示为具有二阶曲率补偿的基准电路，图中P4、N1、R3 组成了补偿 电路。 分析电路可得： 图中N1 管被偏置在亚阈区。随着温度升高，流过R3 的电流IR3 会随着温度的升高的而增大。N1 的栅极电压将不断增大，即N1 的VGS 将不断增大，则流过N1 的电流IN1 也将逐渐增大。最终N1 仍工作在亚阈区，并对流过R1 的电流进行分流，N1的电流IN1 逐渐变大，改变了VBE2(T)的值，从而减小了ΔVBE 变化率，使得基准输出曲线在高温时趋向平直，起到了二阶曲率补偿的作用。 2.3.2 VBE 线性化补偿 随着工艺尺寸的不断下降和低功耗系统的需求，电路的参考电压不断下降。 作为数字和模拟系统核心模块的基准电压也应能够工作在低电压情况下。目前， 电路已普遍采用1.8V 或以下电压，但MOS 管的阈值电压并没有随着工艺尺寸的下降而下降，这就需要采用新型的电路设计方法克服工艺尺寸下降带来的问题。 传统的带隙基准电压源的输出电压一般为1.2V，当电源电压低于1.2V 时，这种电路结构将无法正常工作，因此对传统带隙基准电压源进行改进是实现低压高性能基准源的有效手段。 在不考虑其他的误差因素（诸如运放失调、晶体管的有限电流增益、晶体管 基区电阻、BE 结电压电流指数关系的不精确性等）的情况下，晶体管BE 结电压可表达如下式[12]: 式中， G0 V 是硅在0K 时的带隙电压值;n 是晶体管基区中迁移率随温度变化的指数;a 是偏置电流随温度变化的指数，Eg 是与温度无关的量，其具有负温度系数。又有 其中K 为常数。令?V / ?T = 0 REF ，联立式（2-20）式（2-21），那么，一个理想的带隙基准源的输出电压可描述如下： 其中:T0 是指在此温度下，输出基准电压的温度系数为0。这个关系充分说明了即 使是理想的带隙电压基准源，在温度偏离T0 时，输出的基准电压总是会有所变化, 从而具有一定的曲率。 由式（2-20）可知VBE并非随温度呈线性变化，而由式（2-21）可知基准电压 的正温度系数项KVT是与温度成正比的，因此如果能用某些方法直接将VBE线性化