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案例四4kw400hz中频电源实例
2、绕组计算 1)副边绕组:逆变器输出的SPWM波经过电感滤波后还有一定的高频分量,一般取磁密为80%的最大磁密应用,则磁密为6550*80%=5240高斯,根据变压器电压关系有: 可得N2=86.7,取为90匝。 变压器副边电流为22A,则导线截面积为: 选用2根2*4.25mm2的玻璃丝包线并联绕制,左右各45匝,在串联,两根导线截面积为2*2*4.25mm2=17mm2,符合要求。 2)原边绕组 先计算输入电压最低时,原边绕组能够得到的电压。逆变器输出的基波电压理想值为331V,两只开关管的压降4V左右,开关频率7.2kHz,死区时间为4us,则死区引起的最大电压损耗为: 基波电流在滤波电感上的压降为: 漏感的阻抗压降一般为3%--5%基波电压,按12V估算,忽略相位关系,变压器原边的电压为: 变压器变比为: 取原边为106匝,左右线圈各53匝串联。原边电流为20A,选用2.1mm*7.0mm=14.7mm2的玻璃丝包扁线绕制,导线电流密度为1.36A/mm2,满足要求。变压器实际变比: 原边绕组左右线圈可以设计成串联或者并联,但副边绕组左右绕组不适合设计成并联,因为若左右绕组不对称,感应的电压有差别,产生环流。 变压器的热容量比较大,3分钟120%过载不会影响发热,因此,导线电流密度是按照额定电流计算。计算忽略了变压器的励磁电流,也没有考虑滤波电容的无功电流补偿作用,补偿电流大于变压器励磁电流的影响,计算的简化相当于为变压器的导线电流密度和随后的器件选择略有余量。 3)窗口占空比 除了导线截面积外,绕组的套筒、导线的外层绝缘材料、绕组的层间绝缘材料、导线间空隙都会占用铁芯窗口面积。如果简单地按照导线截面积计算窗口占空比,应该在0.5以内,控制用小变压器的窗口占空比应该在0.3以内。本装置的窗口占空比为: 8.3.3 缓冲电路设计 1、开通缓冲设计:在桥式电路中开通缓冲电感的设置还限制了二极管反向恢复期间的桥臂电流上升率,1200VIGBT的di/dt额定为200A/us,所以选择电感为: 电感线圈应该是线性的,可以直接用导线绕制成空心电感,园导线做成的单层圆柱线圈电感的大小为: 式中u0为常系数12.57*10-7,N为线圈匝数,S为线圈截面积,l为线圈长度。可依此公式绕制线圈,并用电感表测量,调制至电感为2.7uH即可。 2、关断缓冲设计 设IGBT的电流恢复时间是1.5us,流过IGBT电流幅值是28.7A,按照临界缓冲计算电容值: 可选1200V/47nF(0.047uF)的高频电容。 电阻的取值应按以下条件: (1)使电容电荷在开关器件开通时放电完毕,即5RsCsTon(min),其中Ton(min)为调制过程的最小导通时间。这个时间在SPWM的调制方式中比较难估计,一般在满足另一个条件的情况下,将取Rs小。 (2)产生的附加电流△i2=Ud/Rs不易过大。可取Rs=15欧姆 (3)Rs的功率 实际选用的电阻功率至少增加一倍,否则温升高。用20只5W/75欧姆金属膜电阻串并联可组成100W/15欧姆的无感电阻。 Ds选快恢复二极管MUR30100,1000V,30A,反向恢复时间为35ns 8.3.4 直流滤波电路设计 本装置中直流滤波电路主要担负低通滤波的作用,滤除三相整流的6脉动波。为了保持母线电压为平稳直流,整流电路必须向滤波电容提供能量。三相全桥整流电路的输出电压和电流脉动频率为50*6=300HZ,整流电路向电容补充能量的间隔周期为3.3ms。 电容上电压波动幅度一般控制在直流母线电压的0.5%--1%,设△Uc=4.5V,逆变电路的平均输入电流 Id=P0/Uc=4000/(0.85*468)=10A(取12A),根据电容上电荷的增量和电压增量的关系: 取C=9400uF,可用8只4700uF/400V点解电容并、串组合为800V、9400uF的电容。 对于LC滤波电路,它的谐振频率是脉动频率的1/5时可以将脉动电压衰减4%左右,三相整流后,直流脉动频率是300HZ,本例按5倍计算电感,即 则L=0.75mH。 8.3.5 主开关器件的选择及校核 根据实际变压器的变比等条件进行选择与校验主控器件。技术指标中要求逆变器能承受120%额定负载3分钟,变比为0.85,变压器原边电流幅值为: 并联缓冲引起附加电流: 所以开关管的电流峰值为:31.7+36=67.7A考虑一定余量,选择100A的IGBT。 IGBT开通时,二极管在反向恢复时间△t=0.2us内,有可能在桥臂产生一个直通的尖峰电流,空心电感为2.7uH,则尖峰电流为: 在10us以内,IGBT容许流过的电流是额定值的两倍,以此100A的IGBT是可行的。IGBT的耐压:考虑线路电感引起的压降,电感的
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