集成电路设计基础 10 MOS基本电路.ppt

* 10.4.2 饱和增强型负载(续) 输出高电平VOH 当Vi = VOLVT时，驱动管截止。在稳定状态下，输出电压可达 VOH?Vdd?VTL，但决不会超过该值。式中VTL是负载管的门限电压。VOH低于Vdd一个VTL值这一特性对于多数逻辑电路是不希望的，但是当人们在模数混合电路中希望实现电平位移功能时，这一特性可望得到利用。 * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 输出低电平VOL 当Vi = VOHVT时，驱动管导通，进入非饱和区工作，但负载管是饱和区工作的，故 利用VOL Vdd，VOL （VOH?VT）得， * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 进一步解得， 上式说明了，若要求高低电平之比VOH /VOL达到10，则驱动管的宽长比(W/L)D应比负载管的宽长比(W/L)L大5倍。 注意，除了W/L不同之外，负载管的结构与驱动管的结构完全一致。 照理，这两个管子的门限电压是一样的，然而，负载管有体效应，故 VTLVT。 * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 上升沿取决于充电电路，从VOL充到VOH 我们记得，负载管工作在饱和区，饱和区的电流是恒定不变的。故充电过程是一种恒流充电： 因为 VgsL = VdsL = Vdd ?( Vds )D = Vdd ? Vo 代入得， 采用分离变数法， * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 初始条件为，t = 0时，Vo = VOL，于是，积分得， 移项得， 显而易见，只有当t ?? 时，Vo才会充到VOH。这也说明了我们为什么不采用定积分直接求解上升时间，而宁愿采用不定积分，间接求解上升时间的理由。 * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 为了求解出上升时间，我们把上式改写为， 由于它不是指数函数，因而只能近似估计出它的时间常数， 等效的充电电阻RL为， * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 实际上，充电是通过饱和增强型MOS管实现的，其充电电流满足下式， 它的微分电导为， 相应的内阻为， 由此可见，等效充电电阻RL就等于饱和增强管内阻在工作点上数值的两倍。 * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 下降沿取决于放电电路 在研究放电电路时，有两个特点需要注意： 1）前面已讲过，驱动管的( W/L )D比负载管的( W/L )L大5倍以上，这意味着驱动管的内阻比负载管内阻小得多。故在CL放电期间可以忽略负载管的影响，仅需考虑驱动管的影响。这样，放电电路就可以简化。 2）放电是高电平VoH向低电平VoL过渡。 开始放电时，驱动管的漏极电压较高，处于饱和区，放电电流是常数。 * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 利用上面的公式，可以直接计算电压下降?V所需要的时间。如果Vo下降到这样的程度，达到 Vo = Vds =Vgs ? VT 即 ?V = VoH ?（VoH ? VT）= VT 时， 驱动管进入非饱和区，Ids不再是常数，需要换Ids公式。故这段放电时间tdis1为， 从Vo = Vds =VoH ? VT开始，下降到VoL，这一段是在非饱和区，放电电流不是常数，故不能用上面的近似公式，只能求解微分方程式： * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 解得， 式中 ?D = CLRD，是放电时间常数。 是驱动管在线性段上的内阻。 现将初始条件 t = 0? tdis2， Vo = VoH ?VT?Vo，代入得， 合并得：tf = tdis1 + tdis2 * 10.4.2 饱和增强型负载(续) 通常，饱和电流大，放电快，故tdis1 tdis2。再考虑到VoH VT，VoH VoL，则上式简化为， 我们对比充电时间常数?ch与放电时间常数?D， 可以发现，区别仅在于， 即驱动管的( W/L )D与负载管的( W/L )L之比的2倍。显然，放电时间大致只有充电时间的十分之一。换言之，在反相器中，门的延迟，主要来源于缓慢的充电时间。 * 10.4.3 耗尽型负载 耗尽型负载广泛应用于NMOS电路，其电路符号和特性曲线如图所示。 图 10.17 * 10.4.3 耗尽型负载(续) 由于耗尽型管的门限电压是负的，当栅极与源极短路时，管子永远是导通的。这样， 当Vi VT，驱动管截止时，Vo可以充到Vdd，Vo = VoH