电动车驱动器能与改良.DOC

德霖技術學院 產學合作 電動車驅動器效能評估與改良 結案報告 計劃編號： 德技(電通)98002 合作單位： 英仕奇能源科技股份有限公司 執行單位： 德霖技術學院 電腦與通訊工程系 計劃執行時間：自民國 98 年 12 月 10 日起 至民國 99 年 6 月 30 日止 計畫主持人： 尚立人 目地： 針對智能型驅動器電力系統電動機車進行性能驗證的工作並增加同步整流機制使能量傳遞更有效率。 一、同步整流控制法 圖1為一般反馳式電源轉換器基本電路形式[12][13]，由於整流端、存在著一個約0.7V之固定壓降，其消耗功率大約是0.7，其中為流經二極體之電流，為切換之占空比(Duty Cycle)。且由於二極體特性，當流經其電流越大時，其壓降也會跟著提高，這意謂了具有一個能量損耗持續在這兩個二極體上產生，進而降低電源轉換器的效率。而將圖1中的二極體、利用主動開關取代之，成為具同步整流反馳式電源轉換器，如圖2所示。由於金氧半場效電晶體(MOSFET)等開關在導通時導通電阻幾乎趨近於零，一般的規格大約在5毫歐姆到30毫歐姆等級，總消耗功率為，倘若能正確控制其導通時間，則可大幅降低其傳遞能量時所造成的能量損失。 圖1　反馳式電源轉換器 圖2　具同步整流反馳式電源轉換器 而本文根據反馳式電源轉換器原理，利用MOSFET取代二極體電流導通降低內阻的概念，運用在馬達控制器上，減少二極體導通時所造成的熱能消耗，以降低運轉時能量損耗。詳細分析將於下一小節說明。 當馬達運轉在一個相時，PWM在上臂切換，其上臂開關ON時電流將由上臂流經開關，然後進入馬達其中一相，最後由下臂流入電路地端構成一電流迴路；而其上臂開關OFF時，為了使馬達電感電流的連續性，避免電路遭到瞬間由電感的電壓而破壞，則必須會形成一連續電流放電迴路。一般方法是直接藉由並聯在開關旁的飛輪二極體導通流過，也就是電感電流將透過、構成一個放電迴路，如圖3所示。但如我們利用上述反馳式電源轉換器同步整流的概念，以低內阻開關取代二極體電流迴路，主動切換下臂的開關，讓開關成導通的狀態，使電流不流經下臂的飛輪二極體，而直接流過開關，則必定會減少迴路上能量的損失。 由以上概念，利用低內阻開關之低功耗，取代二極體高壓降的方式，可減少電流導通時產生的熱損耗功率，其工作迴路如圖4所示。 圖3　一般切換迴路 圖4　同步整流切換迴路 圖4中電流續流迴路未流向而流過低內阻之迴路，很明顯地，流經的電流導通功耗將降低，也就是熱損耗功率將降低，增加整體運作效率，其最大的優點是不需要改變原本電路結構，就可達到增加效率的效果。  二、無刷直流馬達同步整流切換與一般切換比較 同步整流切換與一般切換差別在於電流續流時，電流迴路流經開關，或二極體的不同。而兩者特性最大的差別在於導通損耗上的大小不同。本控制器設計所用的由IR(International Rectifier) 公司所生產的MOSFET，編號IRF3205，同時以7安培馬達工作電流來舉例說明。 (1) 式(1)是功率計算電壓電流公式，用來計算電流流經MOSFET旁路二極體時產生的熱損耗功率，同時配合IRF3205的規格與其電氣特性，如圖5所示[16]。 圖5　IRF3205飛輪二極體導通電流與其壓降關係 由圖5得知，其二極體在室溫下25℃，7安培導通時壓降大約為0.8 伏特。也就是功率大約為 (2) 由IRF3205規格書得知，當MOSFET導通時，最大導通電阻在8m?以下，其功率公式為 (3) 也就是 (4) 比較式(2)與式(4)，導通損失的功率相差了約13倍。  三、一般切換與同步整流切換實驗比較 圖6　一般切換之A相上下臂與C相上下臂開關切換模擬波形 圖7　一般切換A、C相上下臂開關切換實驗波形 圖8　同步整流切換之A相上下臂與C相上下臂開關切換模擬波形 圖9　微控制器同步整流切換之切換訊號 表1　溫升測試之環境條件與測試條件 一般切換 同步整流切換 一般切換 同步整流切換 一般切換 同步整流切換 初始溫度(℃) 24.2 24.2 24.2 責任週期 0.3 0.5 0.7 負載電流(A) 3 5 7 測試時間(s) 600 600 600 圖10　一般切換，責任週期0.3 圖11　同步整流切換，責任週期0.3 圖12　一般切換，責任週期0.5 圖13　同步整流切換，責任週期0.5 圖14　一般切換，責任週期0.7 圖15　同步整流切換，責任週期0.7 表2　一般切換與同步整流切換溫升比較 責任週期 一般切換負載測試600秒之溫升 同步整流切換負載測試6