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甲乙类互补对称功率放大电路 1 甲乙类互补对称功率放大电路 乙类放大电路的失真: 前面讨论了由两个射极输出器组成的乙类互补对称电路（图1），实际上这种电路并不能使输出波形很好地反映输入的变化，由于没有直流偏置，管子的iB必须在|vBE|大于某一个数值（即门坎电压，NPN硅管约为0.6V，PNP锗管约为0.2V）时才有显著变化。当输入信号vi低于这个数值时，T1和T2都截止，ic1和ic2基本为零，负载RL上无电流通过，出现一段死区，如图1所示。这种现象称为交越失真。 图1 交越失真的产生原因 2 甲乙类双电源互补对称电路 一、电路的结构与原理 利用图2所示的偏置电路是克服交越失真的一种方法。 图2 由图可见，T3组成前置放大级（注意，图中未画出T3的偏置电路），T1和T2组成互补输出级。静态时，在D1、D2上产生的压降为T1、T2提供了一个适当的偏压，使之处于微导通状态。由于电路对称，静态时iC1= iC2，IL= 0, vo =0。有信号时，由于电路工作在甲乙类，即使vi很小（D1和D2的交流电阻也小），基本上可线性地进行放大。 上述偏置方法的缺点是，其偏置电压不易调整，改进方法可采用VBE扩展电路。 二、VBE扩展电路 图3 利用二极管进行偏置的甲乙类互补对称电路，其偏置电压不易调整，常采用VBE扩展电路来解决，如图3所示。 在图3中，流入T4的基极电流远小于流过R1、R2的电流，则由图可求出 VCE4=VBE4（R1+R2）/R2 因此，利用T4管的VBE4基本为一固定值（硅管约为0.6~0.7V），只要适当调节R1、R2的比值，就可改变T1、T2的偏压值。这种方法，在集成电路中经常用到。 3 单电源互补对称电路 图4 一、电路结构与原理 图4是采用一个电源的互补对称原理电路，图中的T3组成前置放大级，T2和T1组成互补对称电路输出级。在输入信号vi =0时，一般只要R1、R2有适当的数值，就可使IC3 、VB2和VB1达到所需大小，给T2和T1提供一个合适的偏置，从而使K点电位VK=VC=VCC/2 。 当加入信号vi时，在信号的负半周，T1导电，有电流通过负载RL，同时向C充电；在信号的正半周，T2导电，则已充电的电容C起着双电源互补对称电路中电源-VCC的作用，通过负载RL放电。只要选择时间常数RLC足够大（比信号的最长周期还大得多），就可以认为用电容C和一个电源VCC可代替原来的+VCC和-VCC两个电源的作用。 值得指出的是，采用一个电源的互补对称电路，由于每个管子的工作电压不是原来的VCC，而是VCC/2，即输出电压幅值Vom最大也只能达到约VCC/2，所以前面导出的计算Po、PT、和PV的最大值公式，必须加以修正才能使用。修正的方法也很简单，只要以VCC/2代替原来的公式中的VCC即可。 二、自举电路 图5 图5电路是前面已讨论的单电源互补对称电路，它虽然解决了工作点的偏置和稳定问题，但在实际运用中还存在其他方面的问题。如输出电压幅值达不到Vom=VCC/2。现分析如下。 在额定输出功率情况下，通常输出级的BJT是处在接近充分利用的状态下工作。例如，当vI为负半周最大值时，iC3最小，vB1接近于+VCC，此时希望T1在接近饱和状态工作，即vCE1= VCES，故K点电位vK= +VCC-VCES ? VCC。当vi为正半周最大值时，T1截止，T2接近饱和导电，vK=VCES?0。因此，负载RL两端得到的交流输出电压幅值Vom= VCC/2。 上述情况是理想的。实际上，图5的输出电压幅值达不到Vom= VCC/2，这是因为当vi为负半周时，T1导电，因而iB1增加，由于Rc3上的压降和vBE1的存在，当K点电位向+VCC接近时，T1的基流将受限制而不能增加很多，因而也就限制了T1输向负载的电流，使RL两端得不到足够的电压变化量，致使Vom明显小于VCC/2。 如何解决这个矛盾呢？如果把图5中D点电位升高，使VD +VCC，例如将图中D点与+VCC的连线切断，VD由另一电源供给，则问题即可以得到解决。通常的办法是在电路中引入R3，C3等元件组成的所谓自举电路，如图6所示。 图6 在图6中，当vI =0时，vD=VD=VCC-Ic3R3 ，而vK=VK=VCC/2，因此电容T1两端电压被充电到VC3=VCC/2-Ic3R3。 当时间常数R3C3足够大时，vC3（电容C3两端电压）将基本为常数（vC3 ?VC3），不随vi而改变。这样，当vi为负时，T1导电，vK将由VCC/2向更正方向变化，考虑到vD=vC3+vK=VC3+vK ，显然，随着K点电位升高，D点电位vD也自动升高。因而，即使输出电压幅度升得很高，也有足够的电流iB1，使T1充分导电。这种工作方式称为自举，意思是电路本身把vD 小结 l 功率放大