放大器振荡的常见原因以及补救方法.pdfVIP

基础知识 图 1a 显示了一个非轨至轨放大器的方框图。输入控制 gm 方框，gm 方框驱动增益节点， 并在输出端得到缓冲。补偿电容器 Cc 是主要的频率响应组件。Cc 的返回引脚应该接地， 如果有这样一个引脚的话；但是运算放大器传统上不接地，电容器电流会返回一个或两个电 源。图 1b 是最简单的轨至轨输出放大器的方框图。输入方框 gm 的输出电流通过 “电流耦 合器”发送，这将驱动电流分成两部分，提供给输出晶体管。频率响应由两个 Cc/2s 决定， 二者实际上是并联的。 图 1a：典型非轨至轨运算放大器拓扑 图 1b：典型轨至轨运算放大器拓扑 以上两种拓扑代表了绝大多数使用外部反馈的运算放大器。图 1c 显示了我们的理想放大器 的频率响应，尽管两个电路的电气原理不同，但行为表现却类似。由 gm 和 Cc 形成的单极 点补偿提供 GBF = gm/(2πCc) 的单位增益带宽积频率。在 GBF/Avol 附近，这些放大器的 相位滞后从 –180° 降至 –270°，其中 Avol 是放大器开环 DC 增益。当频率远高于这 个低频率时，相位就一直停在 –270° 上。这就是为人熟知的 “主极点补偿”，其中 Cc 极 点主导频率响应，隐藏了有源电路的各种频率限制。 图 1c：理想化的运算放大器频率响应 图 2 显示了 LTC6268 放大器随频率变化的开环增益和相位响应。LTC6268 是一款小巧的小 型低噪声 500MHz 放大器，具轨至轨输出和仅 3fA 偏置电流，可以作为一个很好的例子来 说明真实放大器的行为表现。主极点补偿的 –90° 相位滞后约从 0.1MHz 开始，在 8MHz 左右达到 –270°，超过 30MHz 时则下移超过 –270°。实际上，除了由于额外增益级和 输出级所引起的基本主导补偿滞后之外，所有的放大器都具有高频相位滞后。通常，额外相 位滞后的起点在 GBF/10 左右。 图 2：LTC6268 的增益和相位随频率的变化 反馈的稳定性是一个绕环路增益和相位的问题，或者，Avol 乘以反馈系数，简言之就是环 路增益。如果我们以单位增益配置方式连接 LTC6268，那么输出电压 100% 反馈回来。在非 常低的频率上，输出是 “–”输入的负值，或相位滞后 –180°。补偿通过放大器又增加了 -90° 滞后，从 “–”输入到输出引入 –270° 滞后。当环路相位滞后增大到 ±360° 或 其倍数时，就会发生振荡，而且环路增益至少是 1V/V 或 0dB。相位裕度是衡量当增益为 1V/V 或 0dB 时相位滞后与 360° 相差多少。图 2 显示，在 130MHz 时相位裕度约为 70°(10pF 红色曲线)。这是一个非常健康的数字，相位裕度低至大约 35° 都是可行的。 一个不太常提及的话题是增益裕度，尽管这是个同样重要的参数。当相位裕度在一些较高的 频率上降低至零时，如果增益至少为 1V/V 或 0dB，放大器就会振荡。如图 2 所示，当相 位降至 0° (或 360° 的倍数，或如图中所示为 –180°) 时，增益在 1GHz 左右约为 – 24dB。这是非常低的增益，在这种频率上不会发生振荡。实际上，人们希望增益裕度至少为 4dB。 去补偿型放大器 虽然 LTC6268 在单位增益条件下是相当稳定的，但是有少量故意不稳定的运放。通过把放 大器补偿设计为仅在较高闭环增益下保持稳定，设计折衷能够提供比单位增益补偿方案更高 的转换速率、更宽的 GBF、和更低的输入噪声。图 3 示出了 LTC6230-10 的开环增益和相 位。该放大器打算在数值为 10 或更大的反馈增益条件下使用，因此反馈网将至少使输出衰 减 10 倍。通过这个反馈网络，我们可以找到开环增益为 10V/V 或 20dB 时的频率，并 发现在 50MHz (±5V 电源) 时相位裕度为 58°。单位增益时，相位裕度仅约 0°，放大器 会振荡。 图 3：LT6230-10 的增益和相位随频率的变化 一个观察结果是，当提供比最小稳定增益大的闭环增益时，所有放大器都会更稳定。即使 1.5 的增益也会使单位增益可稳定的放大器稳定得多。 反馈网络 谈到振荡，反馈网络本身可也能引起振荡。请注意，在图 4 中，我们放上了一个与反馈分 压器并联的寄生电容。这是不可避免的，电路板上每个组件的每个端子到地都有约 0.5p