《数字信号处理》西安电子科技大学出版社-第8章-多采样率数字信号处理.ppt

8.5.2 数字语音系统中改进的A/D转换方案 * 8.5.3 接收端D/A转换器的改进方案 * 改进的D/A转换方案： 对 进行理想 变换，得到 说明：这种D/A转换器难以实现，实际中常用零阶保持型D/A转换器代替，但其频响特性不理想，会引入幅频失真，这种失真可在数字域进行预处理补偿。 对模拟低通滤波器 要求： 阻 带： 通带边缘频率： 过渡带： 由于模拟低通滤波器的过渡带较宽， 所以设计与实现较容易 ！ 8.6采样率转换滤波器的高效实现方法 问题的提出： 高效实现的原则： 在多采样率系统中，总是设法把乘法运算安排在低采样率一侧，以使每秒钟内 的乘法次数最少。 采样率转换基本方案存在的问题及解决途径： 在前面介绍的二种采样率转换方案（见图）中，滤波器的卷积运算均在采样率较 高的一侧。因此，必须对多采样率系统的网络结构进行研究，以便得到乘法次数最少 的高效实现结构。 教学内容： 本节只介绍FIR直接实现和多相结构，其它两种高效实现结构（多级实现和时变网 络）请参阅其他文献。 这是因为用FIR结构实现多采样率系统具有很大的优越性。FIR结构绝对稳定且 很容易做成线性相位，特别是容易实现高效结构。所以在多采样率系统的实现中绝大 多数采用FIR滤波器。 * 8.6.1直接型FIR滤波器结构 1．整数倍抽取器的FIR直接实现 * 整数（D）倍抽取器框图如图8.2.4所示。抗混叠低通滤波器 用FIR结构时，抽取器的时域输入、输出关系为（设h(n1T1) 长度为N） 滤波器用FIR直接型结构时，实现网络结构如图8.6.1（a）所示。 最后将 每隔D – 1个取一个作为输出 即 中有（D – 1）/D的样值都被舍弃了。 的N次乘法和N – 1次加法在一个 所以这种结构是一种低效实现结构，而且要求 计算每一个 T1时间内完成。 图8.6.1（a） 图8.6.1（b） 8.6.1 直接型FIR滤波器结构 为了得到相应的高效FIR直接实现，对图8.6.1（a）进行等效变换。 显然，将图8.6.1（a）中的↓D移在N条乘法器支路中的乘法器之前， 如图8.6.1（b）所示，所得与原结构输出相同，即图8.6.1（a）与图8.6.1 （b）是等效的。 图8.6.1（b）中各条支路里的↓D同时在 时开通，此刻开始计 算N个支路的N次乘法和最后的N – 1次加法，得到一个输出样值： 由于在 到来之前所有的↓D同时关闭，直到 时， N个↓D才又同时开通，再开始计算下一个输出序列样值 。 改进效果： 将乘法运算移到低采样率一侧，使乘法运算速度要求降低到原来的 1/D，即原来要在一个T1时间内完成的运算，现在只要在DT1时间之内 完成就可以了。当然，也使计算量减少到原来的1/D。 故称之为高效结构。 * 8.6.1 直接型FIR滤波器结构 应当说明，图8.6.1（b）中将↓D放在h(0)，h(T1)，…，h[(N – 1)T1]之前，减 少了运算量，但这并不是把抗混叠滤波放到了抽取之后，而是与原来的滤波作用 等效。对此作如下解释： 滤波和抽取的作用次序在FIR实现结构中体现在滤波器输入端及延迟链上所加 的信号序列，如果所加信号是抽取以前的信号，则是先滤波后抽取，反之是先抽 取后滤波。图8.6.1（b）中，所有↓D均安排在延迟链之后，即滤波器延迟链上各 点的信号仍然是原序列x(n1T1)，x[(n1 – 1)T1]，…，x[(n1 – N +1)T1]，而不是抽 取过的信号。 每当↓D开通时，进入左侧的信号是未抽取的原信号，即输出的与图8.6.1（a） 中抽选的输出信号相同，而两次开通之间所阻挡的信号恰好就是图8.6.1（a）中将 来要舍弃的部分，所以计算结果是正确的。但绝对不能将↓D提前到延迟链之前， 那样才是真正的先抽取后滤波器，会产生严重的混叠现象。 * 8.6.1 直接型FIR滤波器结构 线性相位的FIR滤波器： 对线性相位的FIR滤波器，实现 时可用FIR线性相位结构，这样又可 以使乘法计算量减少一半。根据线 性相位时域特性： 可画出抽取器FIR结构的线性相位形 式如图8.6.2所示。 * 图8.6.2 8.6.1 直接型FIR滤波器结构 2．整数倍内插器的FIR直接实现 * 整数倍内插系统框图如图8.3.2所示。 镜像