pwm直流脉宽调速系统.pptxVIP

8．1．1．不可逆、无制动力PWM变换器 不可逆PWM变换器就是直流斩波器，其原理如图8—2所示。它采用了全控式的电力晶体管，开关频率可达数十千赫。直流电压US由不可控整流电源提供，采用大电容滤波，二极管VD在晶体管VT关断时为电枢回路提供释放电感储能的续流回路。 大功率晶体管VT的基极由脉宽可调的脉冲电压ub驱动，当ub为正时，VT饱和导通，电源电压Us 通过VT的集电极回路加到电动机电枢两端；当ub为负时，VT截止，电动机电枢两端无外加电压，电枢的磁场能量经二极管VD释放（续流）。电动机电枢两端得到的电压UAB为脉冲波，;其平均电压为 式中, ＝ton /T为一个周期T中，大功率晶体管导通时间的比率，称为负载电压系数或占空比, 的变化范围在0~1之间。一般情况下周期T固定不变，当调节ton ，使ton 在0~T范围内变化时，则电动机电枢端电压Ud在0 ~ Us 之间变化，而且始终为正，因此，电动机只能单方向旋转，为不可逆调速系统。这种调节方法也称为定频调宽法。 图8—3所示为稳态时电动机电枢的脉冲端电压ud、电枢电压平均值Ud、电动机反电势E和电枢电流id的波形。;由于晶体管开关频率较高，利用二极管VD的续流作用，电枢电流Id是连续的，而且脉动幅值不是很大，对转速和反电势的影响都很小，为突出主要问题，可忽略不计，即认为转速和反电势为恒值。 8．1．2．不可逆、有制动力PWM变换器 图8－2所示的简单不可逆电路中，电流id不能反向，因此不能产生制动作用，只能作单象限运行。需要制动时，必须具有反向电流一id的通路。因此应该设置控制反向通路的第二个功率晶体管，如图8－4(a)所示。这种电路组成的PWM传动系统可在一、二两个象限运行。;此时，功率晶体管 VT1、和VT2的驱动电压大小相等、方向相反，即UG1 ＝ －UG2 。当电机在电动状态下运行时，平均电压应为正值，一个周期内分两段变化。 在0≤ t≤ TON 期间(TON为VT1导通时间)，UG1 为正，VT1饱和导通；UG2为负，VT2截止。此时，电源电压US加到电枢两端，电流id沿图中的回路1流通。 在TON ≤ t ≤ T期间，UG1、UG2 都变极性，VT1截止，但由于电流i d沿回路2经二极管VD2 续流。在VD2 两端产生的压降(其极性如图8－4(a)所示)给VT2施加反压，VT2并不导通。因此，实际上是VT1、VD2交替导通，VT2而始终不通，;其电压和电流波形如图8－4(b)所示，波形和图8－3的情况一样。 如果在电动运行中要降低转速，则应该先减小控制电压，使UG1的正脉冲变窄，负脉变宽，从而使平均电枢电压Ud降低。但由于惯性的作用，转速和反电动势还来不及立即变化，造成反电动势E Ud的局面。这时VT2就在电机制动中发挥作用。 现在分析处于制动状态的工作情况。在TON≤t≤T期间，UG2变正，VT2导通，产生的反向电流－id沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，直到t＝T为止。在T≤t≤T＋TON（也就是0≤t≤TON）期间，VT2截止，－id沿回路4通过VD1续流，对电源回馈制动，;同时在VD1上的压降使VT1不能导通。在制动过程中VT2和VD1轮流导通，而VT1始终截止，电压和电流波形如图8－4(c)所示。反向电流的制动作用使电机转速下降，直到新的稳态。 最后应该指出，当直流电源采用半导体整流装置时，在回馈制动阶段电能不可能通过它回送电网，只能向滤波电容C充电，从而造成瞬间的电压升高，称“泵升电压”。如果回馈能量大，泵升电压太高，将危及功率开关器件和整流二极管，必须采取措施加以限???。;8．1．3．可逆PWM变换器 为了克服不可逆变换器的缺点，提高调速范围，使电动机在四个象限中运行，可采用可逆PWM变换器。可逆PWM变换器在控制方式上可分双极式、单极式和受限单极式三种。 1.双极式PWM变换器 双极式PWM变换器主电路的结构形式有H型和T型两种，我们主要讨论常用H型变换器。如图8—5所示，双极式H型PWM变换器由四个晶体管和四个二极管组成，其连接形状如同字母H，因此称为“H型”PWM变换器。它实际上是两组不可逆PWM变换器电路的组合。;“H型”可逆输出的PWM脉宽调制电路，根据输出电压波形的极性可分为双极式和单极式两种方式，它们的电路连接形式是一样的，如图8—5所示，区别只是四个晶体管基极驱动信号的极性不同。 在图8—5所示的电路中，四个晶体管的基极驱动电压分为两组，VT1 和VT4 同时导通和关断，其驱动电压ub1 ＝ub4；VT2 和VT3同时导通和关断，其驱动电压ub2 ＝ub3＝－ub1，它们的波形如图8－6所示。 在一个