开关电源设计.docVIP

6.2辅助开关电源设计. 在各种控制系统中，控制回路、开关管驱动电路、电压（本系统用到电压、电流检测）检测电路以及监控电路，都需要电压等级不同的直流电源（一般有+5V、12V、15V），我们称之为辅助电源。由于辅助电源路数多，有的又要求互相隔离，如果用线性电源则有许多点缺点，所以人们常常使用开关电源。如果要求设计小功率电源，一般情况下，采用单端反激变换器。反激变换器一般有两种工作方式： 1、“完全能量转换”（电感电流不连续方式）：变压器在储能周期中存储的能量在反激周期中都转移到输出端。 2、“不完全能量转换”（电感电流连续方式）：存储在变压器中的能一部分能量保留到下一个周期。 6. 反激变换器的原理图如图6-3所示。晶体管Tr导通时，进入电能存储的阶段，这时可以把变压器看作一个电感。原边绕组的电流的变化由决定（=电源电压，=原边电流）。磁芯内的磁感应强度将从增加到工作峰值。当Tr关断时，初级电流必定降到零。副边整流二极管D1导通，副边出现感应电流。在反激期间，感应电流将逐渐下降到零。 在稳定状态下，它们的磁通增量在“导通”周期和“反激”周期内的变化量相等。因此有如下公式: （6-1） 由上面公式可以看出，当磁通增量相等的工作点建立时，变压器原边绕组每匝的伏-秒值等于副边绕组的每匝伏-秒值。通过改变占空比就可以调节输出电压。 图6-3 反激变换器的原理图 6.2 UC3844是一种单端输出控制电路芯片。它共有8个引脚。由它的内部原理图6.4可知，可以使用内部E/A误差放大器构成电压闭环，利用电流测定、电流测定比较器构成电流闭环。使输出关闭的方法有两种，其一是将3脚电压升高到1V；其而是将1脚电压降到1V以下。 图6.4 UC3844内部方框图 利用UC3844驱动开关管构成的开关电源有如下优点： 1、原边电压的微小波动会立即影响电感电流的变化，不需要经过输出电压反馈到误差放大器进行电压调节。当发生连续波动时，电压闭环起作用，从而达到较高的线性调整率。 2、误差放大器E/A电路简化。由于检测到的电感电流峰值反映平均电流，整个电路可以看作一个误差电压控制的电流源，所以，变换器的幅频特性有两个极点，因此稳定幅度大频率响应特性好。 3、从R8（MOSFET源极D端的采用电阻）检测的电流峰值信号能快速参与当前工作周波的占空比控制，所以过流限制好,如图6.5所示。 4、当7脚电压大于34V时，稳压管工作并使内部电路在34V以下可靠工作。芯片的开启阀值为16V，关闭阀值为10V。开启阀值和关闭阀值之间有6V的差值，可以避免芯片发生在工作点振荡现象。 6. 1、关于限流电阻的计算： 假设直流电源的电压为，通过R2接到UC3844的电源7端，而且可知小于16V时，电路耗电，正常工作后，由感应绕组供电，电流上升至。在和的范围内波动。所以有下式： (6-2) (6-3) 图6.5 开关电源电路图 2、关于R4、C10的选择： 如果电流采样电阻R8的电压采样滤波电路的时间常数R4×C7过大，则电流闭环不能起到快速响应的效果。所以应该有下式： (6-4) 3、RC振荡频率的计算： UC3844的8端是＋5V基准电源，接一个RC振荡电路，从而产生芯片正常工作所需要的振荡频率，其计算公式为： (6-5) 4、关于MOSFET开关管的选择 MOSFET开关管的漏极电压一般要能承受基本电压的2倍以上，按原边额定电压设计，并充分考虑过压倍数，这里选择了耐压为900V的KS962，电流的选择要根据设计变压器的功率，可由下式计算最大电流： (6-6) 当电流的采样3端的值大于1.0V时，开关电源会由于过流而保护，为开关管的采样电阻。 6.2 1、二极管反向恢复时间引起的尖峰电流 二极管的高频见等效电路如图6.6所示。假设为方波，幅值为。在电路图6.3中，功率管VF截止时，VD1导通。但当VF导通时，极性反转。由于二极管的反向恢复特性，VD1不能立即截止，而是在电容、VD1和原边绕组回路中激起一个很大的电流尖峰。VD1反向恢复前期等效电路如图6.7所示。其中为次级绕线电阻，引线电阻及二极管导通电阻之和；为变压器漏感和引线电感之和；为副边滤波电容。 图6.6二极管等效电路